Soft Ferrites and Accessories

Contents

Page

Introduction

4

Quality

14

Environmental aspects of soft ferrites

15

Ordering information

16

Applications

17

Literature and reference publications

54

Ferrite materials survey and specifications

58

- Ferrite materials survey

59

- Material specifications and graphs

62

6

7

1

s

e

ti

r

r

e

f 

y

tl

a

i

c

e

p

S

- Ferrites for particle accelerators (T)

178

- Ferrite building blocks (BLK)

183

- Machined ferrites and special shapes

184

- Ferrites for anechoic chambers (PLT, PLT/H)

186

8

8

1

s

e

ir

o

s

s

e

c

c

A

 

d

n

a

 

s

e

r

o

c

 

E

8

0

3

s

e

r

o

c

 I

E
Planar E cores and Accessories (E, E/R, PLT, PLT/S, PLT/R)

320

EC cores and Accessories

378

EFD cores and Accessories

396

EP cores and Accessories

430

EPX cores and Accessories

464

EQ, EQ/LP cores and Accessories (EQ, EQ/R, EQ/LP, PLT, PLT/S)

480

ER cores

500

Planar ER cores and Accessories

512

ETD cores and Accessories

538

Frame and Bar cores and Accessories (FRM, BAR)

566

Integrated Inductive Components (IIC)

582

P, P/I cores and Accessories

596

PT, PTS, PTS/I cores and Accessories

676

PH cores 

702

PM cores

710

PQ cores and Accessories

716

RM, RM/I, RM/ILP cores and Accessories

750

U, I cores and Accessories

846

UR cores 

870

Ferroxtag RFID transponders

874

RFID transponder cores (BAR, FAR, TAR)

877

EMI-suppression products / small products

880

Ferroxfoil flexible sheet EMI absorber

882

- Bobbin cores (BC)

885

- Cable shields (CSA, CSC, CSF, CSU, CST)

887

- EMI-suppression beads (BD)

894

- EMI-suppression beads on wire (BDW)

895

- Miniature balun cores (MHB)

896

- Multihole cores (MHC, MHB, MHR)

898

- Multilayer inductors (MLI, MLH)

901

- Multilayer suppressors (MLS, MLP, MLN)

914

- Rods (ROD)

925

- SMD beads (BDS)

926

- SMD common mode chokes (CMS)

931

- SMD wideband chokes (WBS, WBSM)

938

- Tubes (TUB)

947

- Wideband chokes (WBC)

948

Gapped ferrite toroids (TN)

952

Ferrite toroids (T, TC, TN, TX)

960

Alloy powder toroids (TX)

1066

Iron powder toroids (TN)

1098

DATA SHEET STATUS DEFINITIONS

DISCLAIMER

Life support applications

 



 These products are not designed for use in life support appliances, devices, or systems 

where malfunction of these products can reasonably be expected to result in personal injury. Ferroxcube customers using 

or selling these products for use in such applications do so at their own risk and agree to fully indemnify Ferroxcube for 

any damages resulting from such application.

PRODUCT STATUS DEFINITIONS

DATA SHEET STATUS

PRODUCT 

STATUS

DEFINITIONS

Preliminary 

specification

Development

This data sheet contains preliminary data. Ferroxcube reserves the right to 

make changes at any time without notice in order to improve design and 

supply the best possible product.

Product specification

Production

This data sheet contains final specifications. Ferroxcube reserves the right 

to make changes at any time without notice in order to improve design and 

supply the best possible product.

STATUS

INDICATION

DEFINITION

Prototype

These are products that have been made as development samples for the purposes of 

technical evaluation only. The data for these types is provisional and is subject to change.

Design-in

These products are recommended for new designs.

Preferred

These products are recommended for use in current designs and are available via our 

sales channels.

Support

These products are 

not

 recommended for new designs and may not be available through 

all of our sales channels. Customers are advised to check for availability.

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

THE NATURE OF SOFT FERRITES

Composition

Ferrites are dark grey or black ceramic materials. They are 

very hard, brittle and chemically inert. Most modern 

magnetically soft ferrites have a cubic (spinel) structure.
The general composition of such ferrites is MeFe

2

O

4

 

where Me represents one or several of the divalent 

transition metals such as manganese (Mn), zinc (Zn), 

nickel (Ni), cobalt (Co), copper (Cu), iron (Fe) or 

magnesium (Mg).
The most popular combinations are manganese and zinc 

(MnZn) or nickel and zinc (NiZn). These compounds 

exhibit good magnetic properties below a certain 

temperature, called the Curie Temperature (T

C

). They can 

easily be magnetized and have a rather high intrinsic 

resistivity. These materials can be used up to very high 

frequencies without laminating, as is the normal 

requirement for magnetic metals.
NiZn ferrites have a very high resistivity and are most 

suitable for frequencies over 1 MHz, however, MnZn 

ferrites exhibit higher permeability (

µ

i

) and saturation 

induction levels (B

s

) and are suitable up to 3 MHz.

For certain special applications, single crystal ferrites can 

be produced, but the majority of ferrites are manufactured 

as polycrystalline ceramics.

Manufacturing process

The following description of the production process is 

typical for the manufacture of our range of soft ferrites, 

which is marketed under the trade name ‘Ferroxcube’. 

R

AW

 

MATERIALS

The raw materials used are oxides or carbonates of the 

constituent metals. The final material grade determines 

the necessary purity of the raw materials used, which, as 

a result is reflected in the overall cost.

P

ROPORTIONS

 

OF

 

THE

 

COMPOSITION

The base materials are weighed into the correct 

proportions required for the final composition.

M

IXING

The powders are mixed to obtain a uniform distribution of 

the components.

P

RE

-

SINTERING

The mixed oxides are calcined at approximately 1000

°

C. 

A solid state reaction takes place between the constituents 

and, at this stage, a ferrite is already formed.
Pre-sintering is not essential but provides a number of 

advantages during the remainder of the production 

process.

M

ILLING

 

AND

 

GRANULATION

The pre-sintered material is milled to a specific particle 

size, usually in a slurry with water. A small proportion of 

organic binder is added, and then the slurry is spray-dried 

to form granules suitable for the forming process.

F

ORMING

Most ferrite parts are formed by pressing. The granules are 

poured into a suitable die and then compressed. The 

organic binder acts in a similar way to an adhesive and a 

so-called ‘green’ product is formed. It is still very fragile 

and requires sintering to obtain the final ferrite properties.
For some products, for example, long rods or tubes, the 

material is mixed into a dough and extruded through a 

suitable orifice. The final products are cut to the required 

length before or after sintering.

S

INTERING

The ‘green’ cores are loaded on refractory plates and 

sintered at a temperature between 1150

°

C and 1300

°

C 

depending on the ferrite grade. A linear shrinkage of up to 

20% (50% in volume) takes place. The sintering may take 

place in tunnel kilns having a fixed temperature and 

atmosphere distribution or in box kilns where temperature 

and atmosphere are computer controlled as a function of 

time. The latter type is more suitable for high grade ferrites 

which require a very stringent control in conditions.

F

INISHING

After sintering, the ferrite core has the required magnetic 

properties. It can easily be magnetized by an external field   

(see Fig.2), exhibiting the well-known hysteresis effect 

(see Fig.1). Dimensions are typically within 2% of nominal 

due to 10- 20% shrinkage. If this tolerance is too large or if 

some surfaces require a smooth finish (e.g. mating faces 

between core halves) a grinding operation is necessary. 

Usually diamond-coated wheels are used. For high 

permeability materials, very smooth, lapped, mating 

surfaces are required. If an air-gap is required in the 

application, it may be provided by centre pole grinding.

2013 Jul 31

4

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

Magnetism in ferrites

A sintered ferrite consists of small crystals, typically 

10 to 20

µ

m in dimension. Domains exist within these 

crystals (Weiss domains) in which the molecular magnets 

are already aligned (ferrimagnetism). When a driving 

magnetic field (H) is applied to the material the domains 

progressively align with it, as shown in Fig.2.
During this magnetization process energy barriers have to 

be overcome. Therefore the magnetization will always lag 

behind the field. A so-called hysteresis loop (see Fig.1) is 

the result.
If the resistance against magnetization is small, a large 

induced flux will result at a given magnetic field. The value 

of the permeability is high. The shape of the hysteresis 

loop also has a marked influence on other properties, for 

example power losses.

Fig.1  Hysteresis loop.

handbook, halfpage

B

H

MBW424

Fig.2  Alignment of domains.

handbook, full pagewidth

B

H

B

H

B

H

B

H

(A)

(B)

(C)

(D)

MBW423

H

H

H

2013 Jul 31

5

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

EXPLANATION OF TERMS AND FORMULAE

Symbols and units

SYMBOL

DESCRIPTION

UNIT

A

e

effective cross-sectional area of a core

mm

2

A

min

minimum cross-sectional area of a core

mm

2

A

L

inductance factor

nH

B

magnetic flux density 

T

B

r

 

remanence

T

B

s

saturation flux density

T

peak (amplitude) flux density

T

C

capacitance

F

D

F

disaccomodation factor

−

f

frequency

Hz

G

gap length

µ

m

H

magnetic field strength

A/m

H

c

coercivity

A/m

peak (amplitude) magnetic field strength

A/m

I

current

A

U

voltage

V

I

e

effective magnetic path length

mm

L

inductance

H

N

number of turns

−

P

v

specific power loss of core material

kW/m

3

Q

quality factor

−

T

c

Curie temperature

°

C

THD/

µ

a

Total Harmonic Distortion factor

dB

V

e

effective volume of core

mm

3

α

F

temperature factor of permeability

K

−

1

tan

δ

/

µ

i

loss factor

−

η

B

hysteresis material constant

T

−

1

µ

absolute permeability

−

µ

o

magnetic constant (4

π ×

10

−

7

)

Hm

−

1

µ

s

’

real component of complex series permeability

−

µ

s

’’

imaginary component of complex series permeability

−

µ

a

amplitude permeability

−

µ

e

 

effective permeability

−

µ

i

initial permeability

−

µ

r

relative permeability

−

µ

rev

reversible permeability

−

µ

∆

incremental permeability

−

ρ

resistivity

Ω

m

Σ

(l/A)

core factor (C1)

mm

−

1

Bˆ

Hˆ

2013 Jul 31

6

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

Definition of terms

P

ERMEABILITY

When a magnetic field is applied to a soft magnetic 

material, the resulting flux density is composed of that of 

free space plus the contribution of the aligned domains.

(1)

where 

µ

0

 = 4

π

.10

-7

 H/m, J is the magnetic polarization and 

M is the magnetization.
The ratio of flux density and applied field is called absolute 

permeability.

(2)

It is usual to express this absolute permeability as the 

product of the magnetic constant of free space and the 

relative permeability (

µ

r

).

(3)

Since there are several versions of 

µ

r

 depending on 

conditions the index ‘r’ is generally removed and replaced 

by the applicable symbol e.g. 

µ

i

, 

µ

a

, 

µ

∆

 etc.

I

NITIAL

 

PERMEABILITY

The initial permeability is measured in a closed magnetic 

circuit (ring core) using a very low field strength.

(4)

Initial permeability is dependent on temperature and 

frequency.

E

FFECTIVE

 

PERMEABILITY

If the air-gap is introduced in a closed magnetic circuit, 

magnetic polarization becomes more difficult. As a result, 

the flux density for a given magnetic field strength is lower.
Effective permeability is dependent on the initial 

permeability of the soft magnetic material and the 

dimensions of air-gap and circuit.

(5)

where G is the gap length and l

e

 is the effective length of 

magnetic circuit. This simple formula is a good 

approximation only for small air-gaps. For longer air-gaps 

some flux will cross the gap outside its normal area (stray 

flux) causing an increase of the effective permeability.

A

MPLITUDE

 

PERMEABILITY

The relationship between higher field strength and flux 

densities without the presence of a bias field, is given by 

the amplitude permeability.

(6)

Since the BH loop is far from linear, values depend on the 

applied field peak strength.

I

NCREMENTAL

 P

ERMEABILITY

The permeability observed when an alternating magnetic 

field is superimposed on a static bias field, is called the 

incremental permeability.

(7)

If the amplitude of the alternating field is negligibly small, 

the permeability is then called the reversible permeability 

(

µ

rev

).

C

OMPLEX

 

PERMEABILITY

A coil consisting of windings on a soft magnetic core will 

never be an ideal inductance with a phase angle of 90

°

. 

There will always be losses of some kind, causing a phase 

shift, which can be represented by a series or parallel 

resistance as shown in Figs 3 and 4.

B

µ

0

H J   or   B

+

µ

0

H M

+

(

)

=

=

B

H

----

µ

0

1 M

H

-----

+









µ

absolute

=

=

B

H

----

µ

0

µ

r

=

µ

i

1

µ

0

------  

×

B

∆

H

∆

--------

H

∆

0

→

(

)

=

µ

e

µ

i

1

G  

× µ

i

l

e

-----------------

+

---------------------------

=

µ

a

1

µ

0

------  

×

Bˆ
Hˆ

----

=

µ

∆

1

µ

0

------ B

∆

H

∆

--------

H

DC

=

Fig.3  Series representation.

handbook, halfpage

MBW401

Ls

Rs

Fig.4  Parallel representation.

andbook, halfpage

MBW402

Lp

Rp

2013 Jul 31

7

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

For series representation

(8)

and for parallel representation,

(9)

the magnetic losses are accounted for if a resistive term is 

added to the permeability.

(10)

The phase shift caused by magnetic losses is given by:

(11)

For calculations on inductors and also to characterize 

ferrites, the series representations is generally used 

(

µ

’

s

 and 

µ

’’

s

). In some applications e.g. signal 

transformers, the use of the parallel representation (

µ

’

p

 

and 

µ

’’

p

) is more convenient.

The relationship between the representations is given by:

(12)

L

OSS

 

FACTOR

The magnetic losses which cause the phase shift can be 

split up into three components:
1.  Hysteresis losses
2.  Eddy current losses
3.  Residual losses.
This gives the formula:

(13)

Figure 5 shows the magnetic losses as a function of 

frequency.
Hysteresis losses vanish at very low field strengths. Eddy 

current losses increase with frequency and are negligible 

at very low frequency. The remaining part is called residual 

loss. It can be proven that for a gapped magnetic circuit, 

the following relationship is valid:

(14)

Since 

µ

i

 and 

µ

e

 are usually much greater than 1, a good 

approximation is:

(15)

From this formula, the magnetic losses in a gapped circuit 

can be derived from:

(16)

Normally, the index ‘m’ is dropped when material 

properties are discussed:

(17)

In material specifications, the loss factor (tan

δ

/

µ

i

) is used 

to describe the magnetic losses. These include residual 

and eddy current losses, but not hysteresis losses.
For inductors used in filter applications, the quality factor 

(Q) is often used as a measure of performance. It is 

defined as:

(18)

The total resistance includes the effective resistance of the 

winding at the design frequency.

Z

j

ω

L

s

R

s

+

=

Z

1

1 j

ω

L

p

(

)

⁄

1 R

p

⁄

+

---------------------------------------------

=

µ

µ

s

' j

µ

s

''   or   1

µ

-----

–

1

µ

'

p

-------

1

µ

''

p

--------

–

=

=

δ

m

tan

R

s

ω

L

s

----------

µ

''

s

µ

'

s

--------   or   

ω

L

p

R

p

----------

µ

'

p

µ

''

p

--------

=

=

=

µ

'

p

µ

'

s

1

δ

2

tan

+

(

)

  and  

µ

''

p

µ

''

s

1

1

δ

2

tan

---------------

+









=

=

δ

m

tan

δ

h

tan

δ

f

tan

δ

r

tan

+

+

=

δ

m

tan

(

)

gapped

µ

e

1

–

--------------------------------------

δ

m

tan

µ

i

1

–

----------------

=

Fig.5 Magnetic losses 

as a 

function of frequency.

δ

m

tan

(

)

handbook, halfpage

MBW425

tan

δ

m

tan

δ

h

tan

δ

F

tan

δ

r

frequency

B = 0

B = 1.5mT

B = 3.0mT

δ

m

tan

(

)

gapped

µ

e

--------------------------------------

δ

m

tan

µ

i

----------------

=

δ

m

tan

(

)

gapped

δ

m

tan

µ

i

----------------  

× µ

e

=

δ

tan

(

)

gapped

δ

tan

µ

i

------------  

× µ

e

=

Q

1

δ

tan

------------

ω

L

R

tot

----------

reac

ce

tan

total resistance

----------------------------------------

=

=

=

2013 Jul 31

8

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

H

YSTERESIS

 

MATERIAL

 

CONSTANT

When the flux density of a core is increased, hysteresis 

losses are more noticeable. Their contribution to the total 

losses can be obtained by means of two measurements, 

usually at the induction levels of 1.5 mT and 3 mT. The 

hysteresis constant is found from:

(19)

The hysteresis loss factor for a certain flux density can be 

calculated using:

(20)

This formula is also the IEC definition for the hysteresis 

constant.

E

FFECTIVE

 

CORE

 

DIMENSIONS

To facilitate calculations on a non-uniform soft magnetic 

cores, a set of effective dimensions is given on each data 

sheet. These dimensions, effective area (A

e

), effective 

length (l

e

) and effective volume (V

e

) define a hypothetical 

ring core which would have the same magnetic properties 

as the non-uniform core.
The reluctance of the ideal ring core would be:

(21)

For the non-uniform core shapes, this is usually written as: 

(22)

the core factor divided by the permeability. The inductance 

of the core can now be calculated using this core factor:

 

(23)

The effective area is used to calculate the flux density in a 

core, 
for sine wave:

 

(24)

for square wave:

 

(25)

The magnetic field strength (H) is calculated using the 

effective length (I

e

):

 

(26)

If the cross-sectional area of a core is non-uniform, there 

will always be a point where the real cross-section is 

minimal. This value is known as A

min

 and is used to 

calculate the maximum flux density in a core. A well 

designed ferrite core avoids a large difference between

A

e

 and A

min

. Narrow parts of the core could saturate or 

cause much higher hysteresis losses.

I

NDUCTANCE

 

FACTOR

 (A

L

)

To make the calculation of the inductance of a coil easier, 

the inductance factor, known as the A

L

 value, is given in 

each data sheet (in nano Henry). The inductance of the 

core is defined as:

(27)

The value is calculated using the core factor and the 

effective permeability:

(28)

M

AGNETIZATION

 

CURVES

 (H

C

, B

R

, B

S

)

If an alternating field is applied to a soft magnetic material, 

a hysteresis loop is obtained. For very high field strengths, 

the maximum attainable flux density is reached. This is 

known as the saturation flux density (B

s

).

If the field is removed, the material returns to a state 

where, depending on the material grade, a certain flux 

density remains. This the remanent flux density (B

r

).

This remanent flux returns to zero for a certain negative 

field strength which is referred to a coercivity (H

c

).

These points are clearly shown in Fig.6.

η

B

∆

δ

m

tan

µ

e

 

× ∆

Bˆ

----------------------

=

δ

h

tan

µ

e

---------------

η

B

 

×

Bˆ

=

l

e

µ

 

×

A

e

------------------

1

µ

e

------  

× Σ

l

A

----

L

µ

0

 

×

N

2

1

µ

e

------  

× Σ

l

A

----

-----------------------

=

Bˆ

U 2

ω

A

e

N

---------------- 

U 

π

2 f

×

NA

e

-------------------------------

=

=

Bˆ

Uˆ 

4 f

×

NA

e

-----------------------

=

Hˆ

IN 2

l

e

--------------

=

L

N

2

 

×

A

L

 

=

A

L

 = 

µ

0

µ

e

Σ

l A

⁄

(

)

------------------  

2013 Jul 31

9

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

T

EMPERATURE

 

DEPENDENCE

 

OF

 

THE

 

PERMEABILITY

 

The permeability of a ferrite is a function of temperature. It 

generally increases with temperature to a maximum value 

and then drops sharply to a value of 1. The temperature at 

which this happens is called the Curie temperature (T

c

). 

Typical curves of our grades are given in the material data 

section.
For filter applications, the temperature dependence of the 

permeability is a very important parameter. A filter coil 

should be designed in such a way that the combination it 

forms with a high quality capacitor results in an LC filter 

with excellent temperature stability.
The temperature coefficient (TC) of the permeability is 

given by:

(29)

For a gapped magnetic circuit, the influence of the 

permeability temperature dependence is reduced by the 

factor 

µ

e

/

µ

i

. Hence:

(30)

So 

α

F

 is defined as:

(31)

Or, to be more precise, if the change in permeability over 

the specified area is rather large:

(32)

The temperature factors for several temperature 

trajectories of the grades intended for filter applications are 

given in the material specifications. They offer a simple 

means to calculate the temperature coefficient of any coil 

made with these ferrites.
T

OTAL

 H

ARMONIC

 D

ISTORTION

 (THD)

Harmonic distortion is generated when a sine wave  

magnetic field H, which is proportional to the current, 

induces a non-sinusoidal flux density B. This is due to a 

non linear relation between B and H in the ferrite core of a 

transformer. Consequently the induced output voltage, 

which is proportional to the flux density B, is also not a pure 

sine wave, but somewhat distorted. The periodic voltage 

signals can be decomposed by writing them as the sum of 

sine waves with frequencies equal to multiples of the 

fundamental frequency. 

For signals without bias, the THD is defined as the ratio of: 

the square root of the sum of the quadratic amplitudes of 

the (uneven) higher harmonic voltages and, the amplitude 

of the fundamental frequency (V

1

). It is often sufficient to 

consider only the strongly dominant third harmonic for the 

THD. In that case the definition of THD can be simplified 

to:
THD 

≈ 

V

3

 / V

1

 or 20 x 

10

log (V

3

 / V

1

) [dB]

Introducing an airgap in a core set reduces the THD in the 

same way as it reduces temperature dependence and 

magnetic losses, which shows that  the THD is not a pure 

material characteristic. It can be shown by calculation and 

measurement that THD/

µ

ae

 is a real material 

characteristic. It is a function of flux density (B), frequency 

(f) and temperature (T), but not of the airgap length in a 

core set. THD/

µ

ae

 is defined as the THD-factor, denoted as 

THD

F

.

The term 

µ

ae

 stands for effective amplitude permeability of 

the ferrite material. It is a more general term than the 

effective permeability 

µ

e

 which is only defined for very low 

flux densities (< 0.25 mT).
Published data of this THD-factor (THD

F

) as a function of 

frequency (f), flux density (B) and temperature (T) can 

Fig.6 Typical BH curve showing points 

B

s

, B

r

 and H

c

.

handbook, halfpage

B

s

−

H

c

MBW426

+H

c

B

r

−

B

s

B

r

TC

µ

i

( )

T2

µ

i

( )

T1

–

µ

i

( )

T1

------------------------------------  

×

1

T

2

T

1

–

------------------

=

TC

gap

µ

e

µ

i

( )

T1

---------------  

×

µ

i

( )

T2

µ

i

( )

T1

–

µ

i

( )

2

T1

------------------------------------   

×

1

T

2

T

1

–

------------------









µ

e

 

× α

F

=

=

α

F

µ

i

( )

T2

µ

i

( )

T1

–

µ

i

( )

2

T1

------------------------------------  

×

1

T

2

T

1

–

------------------

=

α

F

µ

i

( )

T2

µ

i

( )

T1

–

µ

i

( )

T1

 

× µ

i

( )

T2

---------------------------------------  

×

1

T

2

T

1

–

------------------

=

2013 Jul 31

10

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

directly be used to predict the THD in gapped core sets 

(THD

C

) at the applicable operating conditions of f, B and T.

THD

C

 = THD

F

 + 20 x 

10

log(

µ

ae

) [dB]

(33)

THD 

MEASUREMENTS

Measured THD values as well as accuracies depend on 

the impedances in the measuring circuit used. 
Fig.7 shows an equivalent THD test or measuring circuit. 

In Fig.8 a simplified equivalent circuit is shown with the 

generated (V

F3

) and measured third harmonic voltage 

(V

M3

).

The test circuit consists basically of a voltage source and 

a measuring device capable of measuring the third 

harmonic voltage or directly the THD. Both devices are 

often combined in one instrument like e.g. an audio 

analyzer which is represented by V

s

 in Fig.7.

R

i 

represents the total equivalent resistance in the primary 

circuit, which consists of the internal resistance of the 

voltage source, possibly in combination with other 

resistors in this part of the circuit. L

p

 is the inductance of 

the transformer under  test connected to the load 

resistance R

L

.

The generated third harmonic voltage V

F3

 will cause a 

current flow through the impedances R

i 

and R

L

, resulting in 

a voltage drop. These impedances are combined to one 

equivalent resistance R as shown in Fig.8. This equivalent 

resistance can be calculated with:

(34)

in which R

Lp

 is R

L

 referred to the primary side: 

(35)

Hardly any voltage drop will occur when R is very high 

compared to the impedance 3

ω

L

p

. In that case the 

measured third harmonic voltage V

M3

 would be equal to 

the real generated third harmonic V

F3

 multiplied by the 

transformation ratio N

s

/N

p

. 

The measuring situation would be fully current driven. 

However in practical situations the resistance R will play a 

role and V

F3

 can be calculated with equation:

(36)

MEASUREMENT PRECAUTIONS
In general it is advised to check measuring conditions and 

the test circuit with impedances R and 

ω

L

p

 in order to keep 

the circuit correction factor as low as possible. This avoids 

measuring in non-discriminating ranges (< 

−

80 dB), which 

may lead to inaccurate or useless results. It is 

recommended to use low measuring frequencies, 

preferably < 25 kHz, for several reasons. At high 

frequencies it will often be difficult to reach the required 

flux level in the core of the transformer or inductor because 

of output voltage limitations. The real generated THD by 

the ferrite core (THD

C

 

≈ 

V

F3

/V

F1

) can be related to the 

THD which is measured in the circuitry (THD

M

 

≈ 

V

M3

/V

M1

) 

by knowing that V

F1

 = V

M1

 x (N

p

/N

s

). By using equation 

[36] this relation is as follows :

(37)

The inverse square root term in equation [37] is the circuit 

correction factor (CCF). To get the measured THD in 

terms of the factor THD

F

, equation [37] must be combined 

with [33] which gives in units of dB :

THD

M

 = THD

F

 + 20 x 

10

log(

µ

ae

 x CCF)

(38)

R

i

V

s

L

p

R

L

MFW069

Fig.7 Equivalent test circuit for THD  measurement.

R

V

F3

L

p

V

M3

Ideal

MFW070

Fig.8 Equivalent test circuit for THD  measurement.

R

R

i

R

L

P

×

R

i

R

L

P

+

---------------------

=

R

L

P

N

p

N

s

-------









2

R

L

×

=

V

F3

V

M3

N

p

N

s

-------

1

3

ω

L

p

R

⁄

(

)

2

+

×

×

=

THD

M

1

1

3

ω

L

p

R

⁄

(

)

2

+

-------------------------------------------- THD

C

×

CCF T

×

HD

C

=

=

2013 Jul 31

11

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

To make use of equation [38] in practice, the following 

route can be followed :

The first step is to determine the voltage which will appear 

across the transformer. This is the voltage V

Lp

 across the 

inductance L

p

 in figure 8. If this value is not known from 

the (test) specification, it can be derived from the source 

voltage V

s

. The relation between the source voltage V

s

, 

the primary voltage V

Lp

 and the secondary voltage V

RL

 is 

given in equations [39] and [40] :

(39)

or

(40)

and V

RL

 = (N

s

/N

p

) x V

Lp

.

The second step is to use Faraday’s law for induction to 

find the flux density B in the transformer. In case the 

voltage V

LP

 is a sinusoidal rms voltage, the relation to the 

peak flux density B

peak

 can be written as :

V

Lp

 = 

½

√

2 . 

ω . 

N

1

 . 

A

e

 . 

B

peak

(41)

The third step is to use the published curves on THD

F

 (as 

e.g. in fig. 4, 5 and 6 for 3E55) to determine the THD

F

 

under the application conditions of f, B and T.

The last step is to use equation [38] to calculate the THD 

which will be measured and, to check whether this value 

is in line with the requirement (specification).

Time stability
When a soft magnetic material is given a magnetic, 

mechanical or thermal disturbance, the permeability rises 

suddenly and then decreases slowly with time. For a 

defined time interval, this ‘disaccommodation’ can be 

expressed as:

(42)

The decrease of permeability appears to be almost 

proportional to the logarithm of time. For this reason, IEC 

has defined a disaccommodation coefficient:

(43)

Where t

1

 and t

2

 are time intervals after the disturbance.

As with temperature dependence, the influence of 

disaccommodation on the inductance drift of a coil will be 

reduced by 

µ

e

/

µ

i

.

Therefore, a disaccommodation factor D

F

 is defined:

(44)

Usually ferrite cores are magnetically conditioned by 

means of a saturating alternating field which is gradually 

reduced to zero. Measurements for our data sheets are 

taken 10 and 100 minutes after this disturbance.

The variability with time of a coil can now easily be 

predicted by:

(45)

L

1

 and L

2

 are values at 2 time intervals after a strong 

disturbance.

R

ESISTIVITY

Ferrite is a semiconductor with a DC resistivity in the 

crystallites of the order of 10

-3

Ω

m for a MnZn type ferrite, 

and about 30

Ω

m for a NiZn ferrite.

Since there is an isolating layer between the crystals, the 

bulk resistivity is much higher: 0.1 to 10 

Ω

m for MnZn 

ferrites and 10

4

to 10

6

Ω

m for NiZn and MgZn ferrites.

This resistivity depends on temperature and measuring 

frequency, which is clearly demonstrated in 

Tables 1 and 2 which show resistivity as a function of 

temperature for different materials.

Table 1

Resistivity as a function of temperature of a 

MnZn-ferrite (3C94)

V

Lp

V

s

j

ω

L

p

R

Lp

||

R

i

j

ω

L

p

R

Lp

||

(

)

+

--------------------------------------------

×

=

V

Lp

V

s

1

1 R

i

R

Lp

⁄

+

(

)

2

R

i

ω

L

p

⁄

(

)

2

+

---------------------------------------------------------------------------

×

=

D

µ

1

µ

2

–

µ

1

------------------

=

d

µ

1

µ

2

–

µ

1

 

×

t

2

t

1

⁄

(

)

log

----------------------------------------

=

TEMPERATURE

(

°

C)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

−

20

≈

10

0

≈

7

20

≈

4

50

≈

2

100

≈

1

D

F

d

µ

i

----

µ

1

µ

2

–

µ

1

2

 

×

t

2

t

1

⁄

(

)

log

----------------------------------------

=

=

L

1

L

2

–

L

1

------------------

µ

e

 

×

D

F

=

2013 Jul 31

12

Ferroxcube

Soft Ferrites

Introduction

Table 2

Resistivity as a function of temperature of a 

NiZn-ferrite (4C65)

At higher frequencies the crystal boundaries are more or 

less short-circuited by heir capacitance and the measured 

resistivity decreases, as shown in Tables 3 and 4.

Table 3

Resistivity as function of frequency for 

MnZn ferrites

Table 4

Resistivity as function of frequency for 

NiZn ferrites

Permittivity 
The basic permittivity of all ferrites is of the order of 10. 

This is valid for MnZn and NiZn materials. The isolating 

material on the grain boundaries also has a permittivity of 

approximately 10. However, if the bulk permittivity of a 

ferrite is measured, very different values of apparent 

permittivity result. This is caused by the conductivity inside 

the crystallites. The complicated network of more or less 

leaky capacitors also shows a strong frequency 

dependence.
Tables 5 and 6 show the relationship between permittivity 

and frequency for both MnZn and NiZn ferrites.

Table 5

Permittivity as a function of frequency for 

MnZn ferrites

Table 6

Permittivity as a function of frequency for 

NiZn ferrites

TEMPERATURE

(

°

C)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0

≈

5.10

7

20

≈

10

7

60

≈

10

6

100

≈

10

5

FREQUENCY

(MHz)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0.1

≈

2

1

≈

0.5

10

≈

0.1

100

≈

0.01

FREQUENCY

(MHz)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0.1

≈

10

5

1

≈

5.10

4

10

≈

10

4

100

≈

10

3

FREQUENCY

(MHz)

PERMITTIVITY

(

ε

r

)

0.1

≈

2.10

5

1

≈

10

5

10

≈

5.10

4

100

≈

10

4

FREQUENCY

(MHz)

PERMITTIVITY

(

ε

r

)

0.001

≈

100

0.01

≈

50

1

≈

25

10

≈

15

100

≈

12

2013 Jul 31

13

Ferroxcube

Soft Ferrites

Quality

QUALITY

Quality standards

Our ferrite cores are produced to meet constantly high 

quality standards. High quality components in mass 

production require advanced production techniques as 

well as background knowledge of the product itself. The 

quality standard is achieved in our ferrite production 

centres by implementation of a Quality Assurance System 

based on ISO9001 and our process control is based on 

SPC techniques.
To implement SPC, the production is divided in stages 

which correspond to production steps or groups of steps. 

The output of each stage is statistically checked in 

accordance with MIL STD 414 and 105D.
The obtained results are measured against built-in control, 

warning and rejects levels. If an unfavourable trend is 

observed in the results from a production stage, corrective 

and preventive actions are immediately taken. Quality is 

no longer “inspected-in” but “built-in” by continuous 

improvement.
The system is applicable for the total manufacturing 

process including,

•

Raw material

•

Production of process

•

Finished products.

All our production centres are complying with the ISO 9000 

quality system.

Aspects of quality

When describing the quality of a product, three aspects 

must be taken into account:

•

Delivery quality

•

Fitness for use

•

Reliability.

D

ELIVERY

 

QUALITY

After production, the ferrite components are tested once 

again for their main characteristics. Tests are conducted in 

accordance with the guidelines specified by IEC 62044. 

If a component does not comply with the specification 

published in this handbook, it is considered to be defective. 

A sampling system, in accordance with ISO 2859 and ISO 

3951 is used. The Acceptable Quality Levels (AQL's) are 

generally set at 0.25%. 

Different criteria can be agreed upon for customized 

products. Also PPM agreements with customers are 

encouraged.
Customers may follow the same system to carry out 

incoming inspections. If the percentage of defects does not 

exceed the specified level, the probability that the batch 

will be accepted is high (>90%), but rejection is still 

possible.
If the reject level is much lower than specified, quality 

complaints will disappear. We aim at very low reject levels 

to eventually allow any customers to dispose with 

incoming inspection.

F

ITNESS

 

FOR

 

USE

This is a measure of component quality up to the point 

where the component has been assembled into the 

equipment and is quoted in parts per million (PPM). After 

assembly, the component should function fully. The PPM 

concept covers the possibility of failures that occur during 

assembly. It includes line rejects that may occur for any 

reason.
For ferrite cores, co-operation between the component 

supplier and the customer is a very important aspect. The 

core is generally a building block for a wound component 

and many things can go wrong during the assembly 

process, but the core is not always the problem. A mutual 

quality control programme can be established to minimize 

line rejects for a specific application. For some product 

lines, levels of 30 PPM have already been realized.

R

ELIABILITY

Ferrite cores are known for their reliability. Once the 

assembly process has been successfully concluded, no 

real threats for the life of the ferrite are known.
Reliability is mainly governed by the quality of the total 

assembly of the wound component. Extreme thermal 

shocks should be avoided. 

2013 Jul 31

14

Ferroxcube

Soft Ferrites

Environmental aspects

ENVIRONMENTAL ASPECTS OF SOFT FERRITES

Our range of soft ferrites has the general composition 

MeFe

2

O

4

 where Me represents one or several of the 

divalent transition metals such as manganese (Mn), 

zinc (Zn), nickel (Ni), or magnesium (Mg).
To be more specific, all materials starting with digit 3 are 

manganese zinc ferrites based on the MnZn composition.
Their general chemical formula is: 
Mn

δ

 Zn

(1

−δ

)

 Fe

2

 O

4

Materials starting with digit 4 are nickel zinc ferrites based 

on the NiZn composition. Their general chemical formula 

is:
Ni

δ

 Zn

(1

−δ

)

 Fe

2

 O

4

Materials starting with digit 2 are magnesium zinc ferrites 

based on the MgZn composition. Their general chemical 

formula is:
Mg

δ

 Zn

(1

−δ

)

 Fe

2

 O

4

General warning rules

•

With strong acids, the metals iron, manganese, nickel 

and zinc may be partially extracted.

•

In the event of fire, dust particles with metal oxides will 

be formed.

•

Disposal as industrial waste, depending on local rules 

and circumstances.

Information about RoHS compliance

Ferroxcube warrants that all products supplied by 

Ferroxcube do not contain the hazardous substances as 

described by the directive 2002/95/EC and 2003/11/EC of 

the European Parliament and the Council of January 27th 

2003 and February 6th 2003 “On the restriction of the use 

of certain hazardous substances in electrical and 

electronic equipment” (RoHS).
This warranty applies to :

•

All bare ferrite cores

•

Coated toroids (nylon, epoxy, parylene)

•

Encapsulated (plastic) toroids 

•

Encapsulated (plastic) cable shields

•

Coilformers and mounting plates (plastic and metal)

•

Metal parts

•

Wound ferrites (metal)

•

Multi-layer inductors and suppressors (metal)

2013 Jul 31

15

Ferroxcube

Soft Ferrites

Ordering information

ORDERING INFORMATION

The products in this handbook are identified by type 

numbers. All physical and technical properties of the 

product are expressed by these numbers. They are 

therefore recommended for both ordering and use on 

technical drawings and equipment parts lists.
The 11-digit code, used in former editions of this data 

handbook, also appears on packaging material.
Smallest Packaging Quantities (SPQ) are packs which are 

ready for shipment to our customers. The information on 

the barcoded label consists of:

•

Technical information:
– type number
– 11-digit code number
– delivery and/or production batch numbers

•

Logistic information:
– 12-digit code number
– quantity
– country of origin
– production week
– production centre.

The 12-digit code used on the packaging labels, provides 

full logistic information as well.
During all stages of the production process, data are 

collected and documented with reference to a unique 

batch number, which is printed on the packaging label. 

With this batch number it is always possible to trace the 

results of process steps afterwards and in the event of 

customer complaints, this number should always be 

quoted.
Products are available troughout their lifecycle. A short 

definition of product status is given in the table “Product 

status definitions”.

Product status definitions

STATUS

INDICATION

DEFINITION

Prototype

These are products that have been made as development samples for the purposes of 

technical evaluation only. The data for these types is provisional and is subject to change.

Design-in

These products are recommended for new designs.

Preferred

These products are recommended for use in current designs and are available via our 

sales channels.

Support

These products are 

not

 recommended for new designs and may not be available through 

all of our sales channels. Customers are advised to check for availability.

2013 Jul 31

16

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

APPLICATIONS

Introduction

Soft ferrite cores are used wherever effective coupling 

between an electric current and a magnetic flux is 

required. They form an essential part of inductors and 

transformers used in today’s main application areas:

•

Telecommunications

•

Power conversion

•

Interference suppression.

The function that the soft magnetic material performs may 

be one or more of the following:

F

ILTERING

Filter network with well defined pass-band.
High Q-values for selectivity and good temperature 

stability.

Material requirements:

•

Low losses

•

Defined temperature factor to compensate temperature 

drift of capacitor

•

Very stable with time.

Preferred materials: 3D3, 3H3.

I

NTERFERENCE

 

SUPPRESSION

Unwanted high frequency signals are blocked, wanted 

signals can pass. With the increasing use of electronic 

equipment it is of vital importance to suppress interfering 

signals.
Material requirements:

•

High impedance in covered frequency range.

Preferred materials: 3S1, 4S2, 3S3, 3S4, 4C65, 4A11, 

4A15, 3B1, 4B1, 3C11, 3E25, 3E5.

Fig.1  Filter application.

andbook, halfpage

MBW403

attenuation

    (dB)

frequency

Fig.2  Suppression application.

handbook, halfpage

MBW404

U

frequency

U1

U2

U1

U2

load

2013 Jul 31

17

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

D

ELAYING

 

PULSES

The inductor will block current until saturated. Leading 

edge is delayed depending on design of magnetic circuit.
Material requirements:

•

High permeability (

µ

i

).

Preferred materials: 3E25, 3E5, 3E6, 3E7, 3E8, 3E9.

S

TORAGE

 

OF

 

ENERGY

An inductor stores energy and delivers it to the load during 

the off-time of a Switched Mode Power Supply (SMPS).
Material requirements:

•

High saturation level (B

s

).

Preferred materials: 3C30, 3C34, 3C90, 3C92, 3C96 

2P-iron powder.

Fig.3  Pulse delay application.

handbook, halfpage

MBW405

U

time

U1

U2

U1

U2

delay

Fig.4  Smoothing/storage application.

handbook, halfpage

MBW406

U

time

load

U1

U2

SMPS

U1

U2

2013 Jul 31

18

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

P

ULSE

 

TRANSFORMERS

/

GENERAL

 

PURPOSE

 

TRANSFORMERS

Pulse or AC signals are transmitted and if required 

transformed to a higher or lower voltage level. Also 

galvanic separation to fulfil safety requirements and 

impedance matching are provided.
Material requirements:

•

High permeability

•

Low hysteresis factor for low signal distortion

•

Low DC sensitivity.

Preferred materials: 3C81, 3H3, 3E1, 3E4, 3E25, 3E27, 

3E28, 3E5, 3E6, 3E7, 3E8.

P

OWER

 

TRANSFORMERS

A power transformer transmits energy, transforms voltage 

to the required level and provides galvanic separation 

(safety).
Material requirements:

•

Low power losses

•

High saturation (B

s

).

Preferred materials: 3C15, 3C30, 3C34, 3C81, 3C90, 

3C91, 3C93, 3C94, 3C96, 3F3, 3F35, 3F4, 3F45, 3F5, 

4F1.

Fig.5  Pulse and general purpose transformer.

handbook, halfpage

MBW407

U

time

U1

U2

U1

U2

0

DC level

Fig.6  Power transformer application.

handbook, halfpage

MBW408

U

time

load

U1

U2

U1

U2

0

2013 Jul 31

19

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

T

UNING

LC filers are often used to tune circuits in audio, video and 

measuring equipment. A very narrow bandwidth is often 

not wanted.
Material requirements:

•

Moderate losses up to high frequency

•

Reasonable temperature stability.

Preferred materials: 3D3, 4A11, 4B1, 4C65, 4D2, 4E1.

Fig.7  Tuning application.

olumns

CBW344

Z

frequency

bandwidth

L

C

2013 Jul 31

20

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Ferrites for Telecommunications

Telecommunications is the first important branch of 

technology where ferrites have been used on a large 

scale. Today, against many predictions, it still is an 

important market for ferrite cores.
Most important applications are in:

•

Filter inductors

•

Pulse and matching transformers.

F

ILTER

 

COILS

P cores and RM cores have been developed specially for 

this application.
The P core is the oldest design. It is still rather popular 

because the closed shape provides excellent magnetic 

screening.
RM cores are a later design, leading to a more economic 

usage of the surface area on the PCB.
For filter coils, the following design parameters are 

important:

•

Precise inductance value

•

Low losses, high Q value

•

High stability over periods of time

•

Fixed temperature dependence.

Q 

VALUE

The quality factor (Q) of a filter coil should generally be as 

high as possible. For this reason filter materials such as 

3H3 and 3D3 have low magnetic losses in their frequency 

ranges.
Losses in a coil can be divided into:

•

Winding losses, due to the DC resistance of the wire 

eddy-current losses in the wire, electric losses in 

insulation

•

Core losses, due to hysteresis losses in the core 

material, eddy-current and residual losses in the core 

material. 

Losses appear as series resistances in the coil:

As a general rule, maximum Q is obtained when the sum 

of the winding losses is made equal to the sum of the core 

losses.

DC resistive losses

The DC resistive losses in a winding are given by:

The space (copper) factor f

Cu

 depends on wire diameter, 

the amount of insulation and the method of winding.

Eddy-current losses in the winding

Eddy-current losses in a winding are given by:

Where C

wCu

 is the eddy-current loss factor for the winding 

and depends on the dimensions of the coil former and 

core, and V

Cu

 is the volume of conductor in mm

3

, d is the 

diameter of a single wire in mm.

Dielectric losses

The capacitances associated with the coil are not loss free. 

They have a loss factor which also increases the effective 

coil resistance:

Hysteresis losses

The effective series resistance due to hysteresis losses is 

calculated from the core hysteresis constant, the peak flux 

density, the effective permeability and the operating 

frequency:

Eddy-current and residual losses

The effective series resistance due to eddy-current and 

residual losses is calculated from the loss factor:

R

tot

L

----------

R

0

L

-------

R

ec

L

---------

R

d

L

-------

R

h

L

-------

R

e r

+

L

------------- 

Ω

H

⁄

(

)

+

+

+

+

=

R

0

L

-------

1

µ

e

------

=

1

f

Cu

--------

×

cons

t 

Ω

H

⁄

(

)

tan

×

R

ec

L

---------

C

wCu

V

Cu

f

2

d

2

µ

e

------------------------------------ 

Ω

H

⁄

(

)

=

R

d

L

-------

ω

3

LC 2

Q

----

δ

c

tan

+









 

Ω

H

⁄

(

)

=

R

h

L

-------

ωη

B

Bˆ

µ

e

 

Ω

H

⁄

(

)

=

R

e r

+

L

-------------

ωµ

e

δ

tan

µ

i

⁄

(

)

 

Ω

H

⁄

(

)

=

2013 Jul 31

21

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

I

NDUCTOR

 

DESIGN

The specification of an inductor usually includes:

•

The inductance

•

Minimum Q at the operating frequency

•

Applied voltage

•

Maximum size

•

Maximum and minimum temperature coefficient

•

Range of inductance adjustment.

To satisfy these requirements, the designer has the 

choice of:

•

Core size

•

Material grade

•

A

L

 value

•

Type of conductor (solid or bunched)

•

Type of adjuster.

F

REQUENCY

, 

CORE

 

TYPE

 

AND

 

MATERIAL

 

GRADE

The operating frequency is a useful guide to the choice of 

core type and material.

•

Frequencies below 20 kHz: 

the highest Q will be obtained with large, high 

inductance-factor cores of 3H3 material. Winding wire 

should be solid, with minimum-thickness insulation.
Note: high inductance factors are associated with high 

temperature coefficients of inductance.

•

Frequencies between 20 kHz and 200 kHz: 

high Q will generally be obtained with a core also in 3H3. 

Maximum Q will not necessarily be obtained from the 

large-size core, particularly at higher frequencies, so the 

choice of inductance factor is less important. Bunched, 

stranded conductors should be used to reduce 

eddy-current losses in the copper. Above 50 kHz, the 

strands should not be thicker 

than 0.07 mm.

•

Frequencies between 200 kHz and 2 MHz:

use a core of 3D3 material. Bunched conductors of 

maximum strand diameter 0.04 mm are recommended.

S

IGNAL

 

LEVEL

In most applications, the signal voltage is low. It is good 

practice to keep wherever possible the operating flux 

density of the core below 1 mT, at which level the effect of 

hysteresis is usually negligible. At higher flux densities, 

it may be necessary to allow for some hysteresis loss and 

inductance change.

The following expression for third harmonic voltage U

3 

may be used as a guide to the amount of distortion:

For low distortion, materials with small hysteresis loss 

factors should be used (e.g. 3H3).

DC 

POLARIZATION

The effect of a steady, superimposed magnetic field due to 

an external field or a DC component of the winding current 

is to reduce the inductance value of an inductor. As with 

other characteristics, the amount of the decrease depends 

on the value of the effective permeability. The effect can be 

reduced by using a gapped core or by choosing a lower 

permeability material.

A

L

 

VALUE

Since the air gap in ferrite cores can be ground to any 

length, any value of A

L

 can be provided within the limits set 

by the core size. In practice, the range of A

L

 values has 

been standardized with values chosen to cover the 

majority of application requirements.
If a core set is provided with an asymmetrical air gap, this 

air gap is ground in the upper half. This half is marked with 

the ferrite grade and A

L

 value.

For very low A

L

 values (e.g. 16 to 25) the contribution of 

the stray inductance will be quite high, resulting in a 

marked influence of the position of the coil in the core and 

its number of turns.
Most pre-adjusted cores are provided with an 

injection-moulded nut for the adjuster.
Continuously variable adjusters can be supplied for 

pre-adjusted cores of most A

L

 values. These are specially 

recommended for filter coils. Maximum adjustment range 

is 10% to 30%, depending on core type and adjuster.
The A

L

 factor is the inductance per turn squared (in nH) for 

a given core:

The measured A

L

 value of a core will depend slightly on 

the coil used for this measurement.

U

3

U

1

-------

0.6

δ

h

tan

=

L

N

2

A

L

×

  nH

(

)

=

2013 Jul 31

22

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

F

ERROXCUBE

P

ULSE

 

AND

 

SIGNAL

 

TRANSFORMERS

Pulse and signal transformers, also known as wideband 

transformers, are frequently used in communication 

systems, including modern digital networks such as, 

for example ISDN and XDSL.
They provide impedance matching and DC isolation or 

transform signal amplitudes. Signal power levels are 

usually low. In order to transmit analog signals or digital 

pulses without much distortion, good wideband 

characteristics are needed.
The principal function of the transformer core is to provide 

optimum coupling between the windings.
The general equivalent circuit of a signal transformer is 

shown in Fig.8.
The elements of the circuit depicted in Fig.8 may be 

defined as follows:

E

s

= source voltage

R

s

= source resistance

R

w

= total winding resistance = R1

+

R2, where R1 is 

the primary winding resistance and R2 is the secondary 

winding resistance referred to the primary
L = total leakage inductance = the primary inductance 

with the secondary shorted
L

p

= open circuit inductance

R

p

= the shunt loss resistance representing the 

core loss
N1, N2 = the primary and referred secondary self or 

stray capacitance respectively
R

b

= load resistance referred to the primary turns ratio.

A high permeability core with polished pole faces results in 

a large flux contribution, improving the coupling. Open 

circuit inductance will be high, leakage inductance is kept 

low compared to this main inductance.
Ring cores are very suitable since they have no air gap 

and make full use of the high permeability of the ferrite.
The frequency response of a practical transformer is 

shown in Fig.9.

Fig.8  Simplified equivalent circuit of a transformer.

handbook, halfpage

CBW346

R

w

R

s

E

s

L

L

p

R

p

C2

R

b

C1

N1

N2

Fig.9 Transmission characteristic 

of a wideband transformer.

handbook, halfpage

MBW411

insertion

loss

frequency

LF

region

mid-band

region

HF

region

LF

droop

HF

droop

mid-band

attenuation

2013 Jul 31

23

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

The corresponding distortion of a rectangular pulse by the 

same circuit is shown in Fig.10.

The shunt inductance (L

p

) is responsible for the low 

frequency droop in the analog transformer since its 

reactance progressively shunts the circuit as the 

frequency decreases. In the case of the pulse transformer, 

the shunt inductance causes the top of the pulse to droop, 

because, during the pulse, the magnetizing current in L

p

 

rises approximately linearly with time causing an 

increasing voltage drop across the source resistance.

The winding resistance is the main cause of the mid-band 

attenuation in low frequency analog transformers. In a 

pulse transformer, it attenuates the output pulse but 

usually has little effect on the pulse distortion.
The high frequency droop of an analog transformer may be 

due to either the increasing series reactance of the 

leakage inductance or the decreasing shunt reactance of 

the self-capacitances, or a combination of both as the 

frequency increases. In a pulse transformer, the leakage 

inductance, self-capacitances and the source or load 

resistance combine to slow down, or otherwise distort the 

leading and trailing edge responses.
Suitable core types for this application in the materials 

3E1, 3E4, 3E27, 3E28, 3E5, 3E55, 3E6, 3E7 and 3E8 are:

•

P cores

•

RM cores

•

EP cores

•

Ring cores

•

Small ER cores

•

Small E cores.

If the signal is superimposed on a DC current, core 

saturation my become a problem. In that case the special 

DC-bias material 3E28 or a lower permeability material 

such as 3H3, 3C81 or 3C90 is recommended.
Gapping also decreases the effect of bias currents.

Fig.10 An ideal rectangular pulse and the 

main pulse distortions that may be 

introduced by a transformer.

handbook, halfpage

MBW412

pulse

amplitude

pulse

amplitude

overshoot

leading

edge

t

d

top

of pulse

0.1

0.9

droop

trailing 

edge

t

d

tf

tr

2013 Jul 31

24

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Ferrites for Power conversion

Power conversion is one of the major application areas for 

ferrites and is generally realized by using a switched mode 

power supply (SMPS). The basic arrangement of a SMPS 

is shown in Fig.11. In a SMPS, power is efficiently 

converted into the voltage and current levels, required by 

the end-application. The wide area in which SMPSs are 

applied can be divided into four parts: DC-DC, DC-AC, 

AC-DC and AC-AC. Although every converter type can be 

found for power conversion, most SMPS applications are 

based upon the DC-DC (e.g. battery operated equipment) 

and DC-AC types (e.g. inverters of lamp drivers). Note that 

many of these converters still have an AC-DC front-end, 

most of the times nothing more than a rectifier, a 

smoothing capacitor and a filter for EMC reasons. This 

front-end does not belong to the SMPS itself and ferrites 

used in the EMC filter will be treated in the part about 

interference suppression.
Numerous converter types exist, but most SMPS 

applications make use of one of the following types :

•

 Buck or down converter (DC-DC)

•

 Boost or up converter (DC-DC)

•

 Flyback converter (DC-DC)

•

 Forward converter (DC-DC)

•

 Half and full bridge converter (DC-AC)

Their basic operation principle will first be discussed and 

after this the focus is put on how to choose the appropriate 

core material.

B

UCK

 

OR

 

DOWN

 

CONVERTER

With a buck or down converter, as shown in Fig.12, it is 

possible to adapt the input voltage to a lower level. It also 

means that the average output current is larger than the 

input current. The basic operation is as follows. During the 

on-time of the mosfet, a linearly rising current is flowing 

from the input to the output and energy is stored in the 

inductor (note that always the largest part of the energy is 

stored in the air gap and a minor part in the ferrite itself). 

By the end of the on-time, defined by the ratio of the output 

voltage and the input voltage, the mosfet is switched off. 

According to Lenz' law, the inductor voltage reverses and 

the stored energy results in a decreasing output current via 

the diode.
Dependent on the operating condition defined by the load, 

the current through the inductor will be mainly DC 

(continuous mode) with a triangular ripple on top of it. This 

means that the ferrite is operating around a DC bias point 

of B and H. Around this point a minor BH loop can be 

found.
In all those applications where a lower voltage is needed 

than the available supply voltage (e.g. automotive), buck 

converters can be found. Another application can be a 

so-called voltage regulated module (VRM) behind the 

standard computer power supply or Silver Box to deliver a 

stable processor voltage even under high load variations.

Fig.11 Block diagram of a 

Switched Mode Power Supply.

handbook, halfpage

MBE959

RECTIFIER

CONVERTER

CONTROL

CIRCUIT

DRIVE

CIRUIT

Fig.12 Circuit diagram of a buck or down converter.

Vi

V

o

current flow

mosfet conducting

mosfet cut-off

L

+

−

+

−

M

D

C

MFP076

2013 Jul 31

25

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

B

OOST

 

OR

 

UP

 

CONVERTER

Re-arranging the circuit components of the buck converter 

results in the boost or up converter of Fig.13. It adapts the 

DC input voltage to a higher output level. When the mosfet 

is on, the inductor voltage is equal to the input voltage and 

the linearly rising current stores energy in the inductor. 

Switching off the mosfet stops the storage of energy and 

the inductor voltage reverses. The output voltage 

becomes the sum of the input and inductor voltage and a 

decreasing inductor current will be forced to flow to the 

output via the diode.
Typical boost converter applications can be found in 

battery operated equipment, e.g. a laptop where higher 

internal voltages are needed than supplied by the battery. 

In order to meet the stringent requirements on EMC, boost 

converters can also be used as power factor correction 

(PFC) circuits in between the mains and a SMPS. A PFC 

circuit ensures that a sinusoidal voltage and current are 

drawn from the mains, which is not possible with a SMPS 

only.

F

LYBACK

 

CONVERTER

One of the major drawbacks of both buck and boost 

converter is the absence of galvanic isolation between in- 

and output, which can be required by some applications. 

Introducing a magnetically coupled coil, like in the flyback 

converter of Fig.14, solves this point. But the big 

advantage of the flyback converter is that the output 

voltage can be higher or lower than the input voltage, 

depending on the turns ratio N. More secondary windings 

result in more output voltages. During the on-time of the 

mosfet, a linearly rising current is flowing through the 

primary winding and energy will be stored in the coupled 

coil. By the end of the on-time the primary voltage reverses 

and the stored energy introduces, via the magnetic 

coupling, a linearly decreasing current in the secondary 

winding. The dots close to the primary and secondary 

windings indicate the winding direction, necessary for 

good operation.
The galvanic isolation between in- and output and the 

possibility of multiple outputs make the flyback converter 

one of the most popular SMPS types. Flyback converters 

can be found in many applications from small low power 

stand-by supplies of less than 1 W to big power supplies 

delivering over a few kWs.

F

ORWARD

 

CONVERTER

The forward converter of Fig.15 is basically a buck 

converter with galvanic isolation realized by the 

transformer. With the turns ratio, the output voltage can be 

made higher or lower than the input voltage. When the 

mosfet is on, current is flowing through both the primary 

and secondary winding of the transformer and it will be 

magnetized. The secondary current stores energy in the 

coil. Switching off the mosfet releases the energy and a 

decreasing current is flowing to the output. 

De-magnetizing of the transformer is achieved by a third 

winding having an equal number of turns but opposite 

winding direction. With it's higher component count, the 

forward converter is less attractive than the flyback 

converter.
A push-pull converter is an arrangement of two forward 

converters operating in antiphase (push-pull action). A 

push-pull converter circuit doubles the frequency of the 

ripple current in the output filter and, therefore, reduces the 

output ripple voltage. A further advantage of the push-pull 

operation is that the transformer core is excited alternately 

in both directions in contrast to both the forward and 

Fig.13 Circuit diagram of a boost or up converter

Vi

V

o

current flow

mosfet conducting

mosfet cut-off

L

+

−

+

−

M

D

C

MFP077

Fig.14 Circuit diagram of a flyback converter

Vi

V

o

current flow

mosfet conducting

mosfet cut-off

+

−

+

−

C

D

M

T

MFP078

2013 Jul 31

26

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

flyback converters. Therefore, for the same operating 

conditions and power throughput, a push-pull converter 

design can use a smaller transformer core.

H

ALF

 

AND

 

FULL

 

BRIDGE

 

CONVERTER

With the half bridge converter of Fig.16, one side of the 

primary winding is at a voltage potential equal to half the 

supply voltage. Switching the mosfets puts the other side 

alternately to the supply voltage and ground and therefore 

the primary voltage is half the supply voltage. However, 

with the full bridge converter, see Fig.17, and using the 

same transformer, the primary voltage is equal to the 

supply voltage. This makes the full bridge converter more 

efficient, but the control of two pairs of mosfets is more 

complicated. Transformer de-magnetizing is in both 

converters realized by the body diodes of the mosfets. For 

example, magnetizing of the transformer core is done with 

M1, while the de-magnetizing is done by the body diode of 

M2. An advantage of this principle is that M2 can be 

switched on during the de-magnetizing process and no 

switch-on losses (the so-called zero voltage switching ZVS 

principle) occur and less EMI is generated.
The advantage of the bridge converters compared to the 

previous ones (except the push-pull converter) is that the 

transformer is excited in two directions and therefore the 

full BH loop from -Bsat to +Bsat can be used. For equal 

throughput power, the transformer of a bridge converter 

can be smaller than e.g. the transformer of a forward 

converter operating on the same frequency.
With a secondary circuit identical to that of a forward 

converter, the DC-AC converter is transformed into a 

DC-DC converter. Still, the operating frequency of the 

energy storage inductor is twice the control frequency and 

the ripple current has been halved. Therefore, the core 

volume of the inductor can also be smaller.

Half and full bridge converters are normally the basis for 

resonant converters. In these converters, the primary 

inductance is a part of a resonant tank made with one or 

more capacitors and/or inductors. Although the resonant 

tank has a squarewave input voltage, sinusoidal voltages 

and currents appear in the tank. This means that no 

harmonics are introduced and in combination with the ZVS 

of the mosfets, it makes resonant converters very 

attractive for high frequency designs. Note that resonant 

converters directly deliver their energy to the load and no 

energy storage inductor is necessary.

Fig.15 Circuit diagram of a forward converter.

Vi

V

o

current flow

mosfet conducting

mosfet cut-off

L

+

−

+

−

D

2

C

D

1

D

3

M

T

MFP079

Fig.16 Circuit diagram of a half bridge converter.

Vi

V

o

current flow

mosfet 1 conducting

mosfet 1 cut-off

mosfet 2 conducting

mosfet 2 cut-off

+

−

C

1

C

2

M

2

M

1

T

MFP080

Fig.17 Circuit diagram of a full bridge converter.

Vi

current flow

mosfet 1 and 4 conducting

mosfet 1 and 4 cut-off

mosfet 2 and 3 conducting

mosfet 2 and 3 cut-off

+

−

M

2

M

1

M

3

M

4

V

o

T

MFP082

2013 Jul 31

27

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

F

ERRITE

 

SELECTION

Dependent on the converter type, the ferrites used in these 

converters operate under saturation or loss limited 

conditions, which require special power ferrites with high 

saturation and low loss levels even at elevated operation 

temperatures.
The operating frequency is one of the parameters defining 

which core material can be used in an application. For
those SMPSs which are connected directly to a high input 

voltage (e.g. the rectified mains can be up to 400 V in some 

parts of the world), semiconductors with a high breakdown 

voltage are needed. A high breakdown voltage limits the 

switching frequency otherwise severe switching losses 

inside the semiconductor occur (on the other hand, a low 

voltage device can be used at much higher operating 

frequencies). For flyback converters things are even 

worse. When the mosfet is switched off, it's drain-source 

voltage is the sum of input and rectified secondary voltage. 

Therefore the operating frequency of a high voltage input 

SMPS is limited by the capabilities of the used 

semiconductors and switching frequencies up to 300 kHz 

can be found nowadays even when the semiconductors 

are connected to a heatsink. This means that most power 

ferrites of the 3Cxx series will mainly be used under 

saturation limited conditions, see also the performance 

factor graph in Fig.19. On top, for many applications the 

operating frequency is only a few tens of kHz due to EMC 

regulations. The reason is that these requirements can 

relatively easily be met in the frequency area below 150 

kHz.
Converters which are not directly connected to a high input 

voltage and/or soft-switching power supplies, like half and 

full bridge (resonant) converters can overcome this 

problem and operating frequencies into the MHz range can 

be found. Power ferrites for this range are gathered in the 

3Fxx series and 4F1.
The energy storage inductor of all converters (except 

flyback and resonant) normally operates at a bias level, 

therefore ferrites with a high saturation value at the 

application temperature, like 3C92, result in the smallest 

core volumes.
In case of post regulators, the operating frequency can be 

chosen much higher as the input voltage is much lower 

and the generated EMI will be sufficiently attenuated by 

the SMPS in front of the post regulator. Now ferrites from 

the 3Fxx series and 4F1 are the best choice.
All the inductors, including the coupled inductor of the 

flyback converter, need an air gap necessary for the 

energy storage, while the transformers can be made 

without gap.

C

ORE

 

SELECTION

O

PERATING

 

FREQUENCY

The preferred operating frequency of a Switched Mode 

Power Supply is greater than 20 kHz to avoid audible 

noise from the transformer. With modern power ferrites 

the practical upper limit has shifted to well over 1 MHz.

Ambient temperature

Ambient temperature, together with the maximum core 

temperature, determines the maximum temperature rise, 

which in turn fixes the permissible total power dissipation 

in the transformer. Normally, a maximum ambient 

temperature of 60

°

C has been assumed. This allows 

a 40

°

C temperature rise from the ambient to the centre 

of the transformer for a maximum core temperature of 

100

°

C. There is a tendency however towards higher 

temperatures to increase power throughput densities. Our 

new material 3C93 meets these increased temperature 

requirements with a loss minimum around 140

°

C

Flux density

To avoid saturation in the cores the flux density in the 

minimum cross-section must not exceed the saturation 

flux density of the material at 100

°

C. The allowable total 

flux is the product of this flux density and the minimum core 

area and must not be exceeded even under transient 

conditions, that is, when a load is suddenly applied at the 

power supply output, and maximum duty factor occurs 

together with maximum supply voltage. Under 

steady-state conditions, where maximum duty factor 

occurs with minimum supply voltage, the flux is reduced 

from its absolute maximum permissible value by the ratio 

of the minimum to maximum supply voltage (at all higher 

supply voltages the voltage control loop reduces the duty 

factor and keeps the steady-state flux constant).
The minimum to maximum supply voltage ratio is normally 

taken as 1 : 1.72 for most applications.

2013 Jul 31

28

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

S

ELECTING

 

THE

 

CORRECT

 

CORE

 

TYPE

The choice of a core type for a specific design depends on 

the design considerations and also on the personal 

preference of the designer. Table 1 gives an overview of 

core types as a function of power throughput and this may 

be useful to the designer for an initial selection.
Each of the core types has been developed for a specific 

application, therefore they all have advantages and 

drawbacks depending on, for example, converter type and 

winding technique.

Table 1

Power throughput for different core types 

at 100 kHz switching frequency

Choice of ferrite for power transformers and inductors

A complete range of power ferrites is available for any 

application.

3C30

Low frequency (< 200 kHz) material with improved 

saturation level. Suitable for flyback converters e.g. Line 

Output Transformers.

3C34

Medium frequency (< 300 kHz) material with improved 

saturation level. Suitable for flyback converters e.g. Line 

Output Transformers.

3C81

Low frequency (< 100 kHz) material with loss minimum 

around 60

°

C.

3C90

Low frequency (< 200 kHz) material for industrial use.

3C91

Medium frequency (< 300 kHz) material with loss minimum 

around 60

°

C.

3C92

Low frequency (< 200 kHz) material with a very high 

saturation level. Specially recommended for inductors and 

output chokes.
3C93
Medium frequency (< 300 kHz) material with loss minimum 

around 140

°

C.

3C94

Medium frequency material (< 300 kHz). 

Low losses, especially at high flux densities.

3C96

Medium frequency (< 400 kHz) material. Very low losses, 

especially at high flux densities.

3F3

High frequency material (up to 700 kHz).

3F35

High frequency material (up to 1 MHz). 

Very low losses, around 500 kHz.

3F4

High frequency material (up to 2 MHz). 

Specially recommended for resonant supplies.

3F45

High frequency material (up to 2 MHz). 

Specially recommended for resonant supplies.

3F5

High frequency material (up to 4 MHz). 

Specially recommended for resonant supplies.

4F1

High frequency material (up to 10 MHz). 

Specially recommended for resonant supplies.

POWER RANGE 

(W)

CORE TYPE

< 

5

RM4; P11/7; T14; EF13; U10

5 to 10

RM5; P14/8

10 to 20

RM6; E20; P18/11; T23; U15; 

EFD15

20 to 50

RM8; P22/13; U20; RM10; 

ETD29; E25; T26/10; EFD20

50 to 100

ETD29; ETD34; EC35; EC41; 

RM12; P30/19; T26/20; EFD25

100 to 200

ETD34; ETD39; ETD44; EC41; 

EC52; RM14; P36/22; E30; T58; 

U25; U30; E42; EFD30

200 to 500

ETD44; ETD49; E55; EC52; E42; 

P42/29; U67

> 

500

E65; EC70; U93; U100; P66/56; 

PM87; PM114; T140

2013 Jul 31

29

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Performance factor of power ferrites

The performance factor (f

×

B

max

) is a measure of the 

power throughput that a ferrite core can handle at a certain 

loss level . From the graph it is clear that for low 

frequencies there is not much difference between the 

materials, because the cores are saturation limited. At 

higher frequencies, the differences increase. There is an 

optimum operating frequency for each material. It is 

evident that in order to increase power throughput or 

power density a high operating frequency and a better 

ferrite should be chosen.

O

UTPUT

 

CHOKES

Output chokes for Switched Mode Power Supplies have to 

operate with a DC load causing a bias magnetic field H

DC

.

In a closed ferrite circuit, this can easily lead to saturation. 

Power ferrites such as 3C90 or 3F3 start saturating at field 

strengths of about 50 A/m. Permeability drops sharply, as 

can be seen in the graphs of the material data section. The 

choke loses its effectiveness. The new material 3C92 is 

optimized for use in power inductors. It features a very high 

saturation level as well as a high Tc, making it the best 

material for power inductors, especially at elevated 

temperatures.
There are two remedies against the saturation effect:

•

The use of gapped ferrite cores

•

The use of a material with low permeability and high 

saturation, like iron powder 2P.

Fig.18  Choke waveform.

handbook, halfpage

MBG004

Iac

Iac

I0

IM

1/f

I

handbook, full pagewidth

20000

0

80000

CBW475

10

1

10

−

2

10

−

1

40000

60000

operating freq. (MHz)

f x Bmax

(Hz T)

3C90

3C94

3C96

3F3

3F4

3F35

4F1

3F5

3F45

P

v

 = 500 mW/cm

3

100 

°

C

Fig.19 Performance factor (f

×

B

max

) at 

PV = 500 mW/cm

3

 as a function of frequency for power ferrite materials.

2013 Jul 31

30

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

G

APPED

 

CORE

 

SETS

The effect of an air gap in the circuit is that a much higher 

field strength is needed to saturate a core.
For each operating condition an optimum air gap length 

can be found. In a design, the maximum output current (I) 

and the value of inductance (L) necessary to smooth the 

ripple to the required level are known. 

The product I

2

L is a measure of the energy which is stored 

in the core during one half cycle.
Using this I

2

L value and the graphs given on the following 

pages for most core types, the proper core and air gap can 

be selected quickly at a glance.

Fig.20  Effect of increased gap length.

handbook, full pagewidth

MBW414

10

3

10

4

10

3

10

H  (A/m)

10

4

µ∆

10

10

2

10

2

µ

e

=1500

µ

i 

=2300

µ

e

=1000

µ

e

=500

µ

e

=200

µ

e

=100

µ

e

=50

3C94

ungapped

2013 Jul 31

31

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.21  I

2

L graph for E cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW319

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

E42/21/15

E41/17/12

E36/21/15

E30&31&32&34

E30/15/7

E25/13/7

E42/20

E46/23/30

E47&50

E80/38/20

E25/6

E20/10/6
E20/10/5

E19/8/9

E16/8/5

E13/6/6

E13/7/4

E19/8/5

E65/32/27

E56/24/19

E55/28/25

E55/28/21

E71/33/32

Fig.22 I

2

L graph for planar E cores (valid for 

E + E and E + PLT combinations).

handbook, halfpage

10

1

CBW320

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

E38/8/25

E32/6/20

E22/6/16

E18/4/10

E14/3.5/5

E43/10/28

E58/11/38

E64/10/50

2013 Jul 31

32

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.23  I

2

L graph for EC cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW321

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

EC70

EC52

EC41

EC35

Fig.24  I

2

L graph for EFD cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW322

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

EFD25

EFD20

EFD15

EFD12

EFD10

EFD30

2013 Jul 31

33

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.25  I

2

L graph for EP cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW323

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

EP20

EP17

EP13

EP7 & EP10

Fig.26  I

2

L graph for ER cores.

handbook, halfpage

10

1

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

ER42

ER42A

ER40

ER14.5

ER11

ER9.5

ER35

ER48 & 54 & 54S

ER28 & 28L

CBW324

2013 Jul 31

34

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.27  I

2

L graph for ETD cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW325

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

ETD49

ETD44

ETD39

ETD34

ETD29

ETD54

ETD59

Fig.28  I

2

L graph for P cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW326

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

P66/56

P42/29

P36/22

P30/19

P26/16

P22/13

P18/11

P14/8

P11/7

P9/5

P7/4

2013 Jul 31

35

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.29  I

2

L graph for P/I cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW327

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

P26/16/I

P22/13/I

P18/11/I

P14/8/I

P11/7/I

Fig.30  I

2

L graph for PT cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW328

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

PT26/16

PT23/11

PT18/11

PT14/8

PT30/19

2013 Jul 31

36

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.31  I

2

L graph for PTS cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW329

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

PTS26/16

PTS23/11

PTS18/11

PTS14/8

PTS30/19

Fig.32  I

2

L graph for PQ cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW330

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

PQ35/35

PQ20/16 & 20/20

PQ32/20 & 32/30

PQ26/20 & 26/25

2013 Jul 31

37

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.33  I

2

L graph for RM cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW331

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

RM8

RM6S&R

RM5

RM4

RM10

Fig.34  I

2

L graph for RM/I cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW332

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

RM14/I

RM12/I

RM10/I

RM8/I

RM6S/I

RM5/I

RM4/I

RM7/I

2013 Jul 31

38

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.35  I

2

L graph for RM/ILP cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW333

10

−

2

10

−

1

10

−

3

10

−

4

10

−

5

10

−

1

air-gap (mm)

I

2

L

(J)

RM14/ILP

RM12/ILP

RM10/ILP

RM8/ILP

RM6S/ILP

RM5/ILP

RM4/ILP

RM7/ILP

Fig.36  I

2

L graph for U cores.

handbook, halfpage

10

1

CBW334

1

10

−

1

10

−

2

10

−

3

10

−

4

10

−

1

spacer thickness (mm)

I

2

L

(J)

U10/8/3

U93/76/16

U67/27/14

U33/22/9

U30/25/16

U25/20/13

U25/16/6

U20/16/7

U15/11/6

U100/25

U93/30

2013 Jul 31

39

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.37  I

2

L graph for gapped toroids.

100

MFP218

0

3000

2000

1000

0

AL value (nH)

I

2

L

(J)

TN10/6/4

TN13/7.5/5

TN17/11/6.4

300

500

2500

1500

TN20/10/6.4

TN23/14/7.5

TN26/15/11

2013 Jul 31

40

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

I

RON

 

POWDER

 

RING

 

CORES

Ring cores made from compressed iron powder have a 

rather low permeability (max. 90) combined with a very 

high saturation level (up to 1500 mT). The permeability is 

so low because the isolating coating on the iron particles 

acts as a so called distributed air gap. Therefore, our 

2P ring core range can operate under bias fields of up

to 2000 A/m.

I

NPUT

 

FILTERS

 (

COMMON

 

MODE

 

CHOKES

)

To avoid the conduction of switching noise from a SMPS 

into the mains, an input filter is generally necessary. 

The magnetic circuit in these filters is usually a pair of 

U cores or a ring core. 
Since the noise signal is mainly common mode, current 

compensation can be used to avoid saturation.
Two separate windings on the core cause opposing 

magnetic fields when the load current passes through 

them (current compensation). The common mode noise 

signal however, is blocked by the full inductance caused 

by the high permeability ferrite.
If, for some reason, current compensation is not complete 

or impossible, high permeability materials will saturate. 

In that case one of the power materials may be a better 

compromise. Another important factor in the design 

process is the frequency range of the interference signal. 

High permeability ferrites have a limited bandwidth as can 

be seen from Fig.39.
These materials only perform well as an inductor below the 

frequency where ferromagnetic resonance occurs. Above 

this cut-off frequency, a coil will have a highly resistive 

character and the Q-factor of the LC filter circuit will be 

limited an thus, also the impedance. A better result could 

have been obtained with a grade having a lower 

permeability. Fig.40 provides a quick method of choosing 

the right ferrite for the job.

Fig.38  Common mode choke.

handbook, halfpage

MBW416

I

-I

H

-H

2013 Jul 31

41

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

handbook, full pagewidth

CBW579

10

2

10

1

10

−

1

10

4

10

10

3

10

2

f (MHz)

µ

i

3C90 

3C11

3E25

4A11

4C65

3E5

3F3

Fig.39  Permeability as a function of frequency of different materials.

Fig.40  Selection chart for materials used in input filters.

handbook, full pagewidth

<

500 kHz

500 kHz to 3 MHz

3 MHz to 30 MHz

>

30 MHz

no load current

with load current

3C11 - 3E25 - 3E5 - 3E6

3S5 - 3C90 - 3C92 - 3F3

3S5 - 4A11  

4C65

INTERFERENCE 

FILTER

CBW354

3S5 - 3C90 - 3C92 - 3F3

2013 Jul 31

42

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

3R1 T

OROIDS

 

IN

 M

AGNETIC

 

REGULATORS

Saturable inductors can be used to regulate several 

independent outputs of an SMPS by blocking varying 

amounts of energy from the secondary of the transformer. 

The rectangular BH loop of our 3R1 ferrite toroids makes 

them ideal for magnetic regulators with reset control. The 

circuits required are both simple and economic and can be 

easily integrated. 

Operating principles

When the main switch is ON (t

on

) the output current (I

out

) 

flows through the winding of the saturable inductor to the 

output inductor and from there to the load.

During OFF time this current falls to zero and so does the 

magnetic field H. Because the saturable inductor has a 

rectangular B-H loop, the flux remains at the high level B

r

 

even when the driving field H has fallen to zero.
When no reset current is applied, the flux in the toroid 

remains at the level of B

r

 until the next ON time starts. 

There is only a short delay (t

d

) because the flux rises from 

B

r

 to B

s

. After that, the current rises sharply to its maximum 

value, limited only by the load impedance. The output 

voltage has its maximum value, given by:

When V

out

 is higher than V

ref

 a reset current flows during 

OFF time, regulated by the transistor. This current can only 

flow through the winding of the saturable inductor. 

Because this current causes a magnetic field in reverse 

direction it will move the ferrite away from saturation. 

Resetting to 

−

H

c

, for instance, causes some extra delay 

(t

b

) because of the larger flux swing. Full reset causes a 

flux swing of almost 2

×

 B

s

, resulting in a maximum delay 

(t

d

 + t

b

) and the blocking of a major part of the energy 

flowing from the transformer to the load. The output 

voltage is regulated to the required level and is given by:

In this way a reset current in the order of 100 mA can 

regulate load currents in the order of 10 A or more, 

depending on the layout of the saturable inductor. For this 

reason the described circuit is called a magnetic regulator 

or magnetic amplifier. 

The performance of the material 3R1 is comparable to that 

of amorphous metal making it an excellent choice for 

application in magnetic regulators. However, since the 

value of H

c

 is higher for the ferrite than for most amorphous 

metal compositions, a simple replacement will often fail to 

deliver the expected results. A dedicated design or a slight 

redesign of the regulating circuit is then required, for which 

we will be glad to give you advice. 
Behaviour of the ferrite material in a saturable inductor is 

shown in Fig.41.

V

out

V

t

=

t

on

t

d

–

T

-----------------

×

V

out

V

t

=

t

on

t

d

t

b

–

–

T

----------------------------

×

olumns

B

r

-B

r

-B

s

-H

c

H

c

B

s

B

r

-B

r

-B

s

-H

c

H

c

B

s

B

r

-B

r

-B

s

-H

c

H

c

B

s

BH loop excursion

during no blocking

BH loop excursion

during partial blocking

BH loop excursion

during full blocking

CBW341

Fig.41 Behaviour of the ferrite material in a 

saturable inductor.

2013 Jul 31

43

Fig.42  Schematic of a saturable inductor and associated waveforms (with regulation).

handbook, full pagewidth

I

out

I

 reset

increasing 

I

 reset

100 mA (typ.)

10 A (typ.)

td

td

td

tb

tb

Switch

V

ref

V

out

I

reset

I

out

I

reset

3R1 Toroid

V

t

CBW353

Fig.43 Typical control curve for a 3R1 ring core 

(size 14

×

9

×

5 mm, with 15 turns).

handbook, halfpage

0

50

250

8

6

2

0

4

MBG009

100

150

200

output

voltage

(V)

control current (mA)

Fig.44 Properties of 3R1 ferrite material; 

f = 100 kHz, T = 25

°

C.

handbook, halfpage

−

400

−

200

0

400

400

200

−

200

−

400

0

MBG010

200

magnetic

induction

(mT)

magnetic field strength (A/m)

2013 Jul 31

44

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Ferrites for Interference Suppression and Electromagnetic Compatibility (EMC)

Fig.45  Principles of Electromagnetic Compatibility (EMC).

handbook, full pagewidth

;;;;;

;;;;;

;;;;;

;;;;

;;;;

dB

receiver

source

EMC margin

safety margin

supplier

EMS limit

EME limit

EMS level

EME level

frequency

EMC = Electro Magnetic Compatability

EMS = Electro Magnetic Susceptability

EME = Electro Magnetic Emission

MBW418

With the ever increasing intensive use of electronic 

equipment Electromagnetic Compatibility (EMC) has 

become an important item. Laws specify limits of the level 

of interference caused by equipment (EME) and also the 

sensitivity of equipment to incoming interference (EMS).
Limiting curves are defined by organizations such as EU 

and FCC. Since the density of equipment increases, laws 

will become more stringent in the near future.
During the design phase, problems with interference can 

be avoided to some extent. Often additional suppression 

components such as capacitors and coils will be 

necessary to meet the required levels. Inductive 

components are very effective in blocking interfering 

signals, especially at high frequencies. The principles of 

suppression are shown in Fig.46.
Capacitors are used as a shunt impedance for the 

unwanted signal.
Unfortunately for high frequencies, most capacitors do not 

have the low impedance one might expect because of 

parasitic inductance or resistance.

Fig.46  Basic suppression circuits.

handbook, halfpage

U

Z

Z

Z

I

s

L

i

i

U

Z

Z

Z

I

s

L

i

i

Z

p

p

I

interference 

source

interference 

source

I

I

L

MBW400

2013 Jul 31

45

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Suppressors are used in series with the load impedance. 

They provide a low impedance for the wanted signal, but a 

high impedance for the interfering, unwanted, signal.
Ferroxcube have a full range of ring cores, beads, 

multilayer suppressors and inductors, beads on wire, SMD 

beads, wideband chokes and cable shields to suit every 

application. Rods and tubes are also often used for this 

application after they have been coiled by the user.

S

AMPLE

 

BOXES

As the design process in these areas is often based on 

trial and error, we have assembled several 

designers’ sample boxes

. Each box is filled with a 

selection from our standard ranges, which aims at a 

specific application area. The boxes also contain a booklet 

with full information about the products and their 

applications. These sample boxes are:

•

Sample box 9: SMD beads and chokes

•

Sample box 10: Cable shielding

•

Sample box 11: EMI suppression products

•

Sample box 12: Multilayer suppressors.

•

Sample box 13: Multilayer inductors.

I

NTERFERENCE

 

SUPPRESSION

 

BEADS

A range of beads is available in two material grades, 

especially developed for suppression purposes. 
They can easily be shifted on existing wires in the 

equipment:

•

3S1 for frequencies up to 30 MHz

•

3S4 for frequencies from 30 to 1000 MHz

•

4S2 for frequencies from 30 to 1000 MHz.

The materials and beads are fully guaranteed for their 

main feature, impedance as a function of frequency.
The grade 3S1 has a high permeability and is therefore 

rather sensitive for DC load. In applications where a high 

DC current is flowing 3S5 is a better choice, especially at 

elevated temperatures.

handbook, halfpage

150

0

1

CBW474

10

10

2

10

3

30

60

90

120

f (MHz)

3S1

4S2

3S4

Z  

    (

Ω) 

BD5/2/10

Fig.47 Impedance as a function of frequency 

for material grades 3S1, 3S4 and 4S2; 

bead size 5

×

2

×

10 mm.

2013 Jul 31

46

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

Fig.48  Impedance as a function of frequency at different DC levels for material grade 4S2;

bead size 5

×

2

×

10 mm.

handbook, full pagewidth

0

150

MBW420

10

3

10

2

10

1

30

60

90

120

ZS

(

Ω

)

frequency (MHz)

1 A

3 A

no DC

100 mA

300 mA

Fig.49  Impedance as a function of frequency at different DC levels for material grade 3S1;

bead size 5

×

2

×

10 mm.

handbook, full pagewidth

0

100

MBG011

10

3

10

2

10

1

20

40

60

80

ZS

(

Ω

)

frequency (MHz)

1 A

2 A

no DC

100 mA

300 mA

2013 Jul 31

47

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

B

EADS

 

ON

 

WIRE

This product range consists of suppression beads, already 

mounted on pre-soldered 0.6 mm wire and taped on 

standard reels. These can be handled by automatic 

placement machines.

SMD 

FERRITE

 

BEADS

In response to market demands for smaller, lighter and 

more integrated electronic devices a series of SMD beads 

was added to our range. They are available in different 

sizes and 2 suppression ferrite grades. 
Basically these beads consist of a ferrite tube with a 

rectangular cross-section and a flat tinned copper wire 

which is bent around the edges and forms the terminals of 

the component. This design offers many superior 

mechanical and electrical features.
Some examples of their impedance as a function of 

frequency and the influence of bias current are given in the 

graphs.

Fig.50  Outline of SMD beads.

handbook, halfpage

MSB618

Fig.51 Impedance as a function of 

frequency for SMD beads.

handbook, halfpage

50

0

1

MBW346

10

100

1000

10

20

30

40

f (MHz)

3S1

4S2

Z  

    (

Ω) 

BDS3/1.8/5.3

Fig.52 Impedance as a function of frequency for an 

SMD bead with bias current as a parameter.

handbook, halfpage

50

0

1

MBW347

10

100

1000

10

20

30

40

f (MHz)

0 A

Z  

    (

Ω) 

1 A

2 A

3 A

4 A

5 A

BDS3/1.8/5.3-4S2

2013 Jul 31

48

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

SMD 

FERRITE

 

BEADS

 

FOR

 

COMMON

-

MODE

 

INTERFERENCE

 

SUPPRESSION

Ferroxcube has a range of soft ferrite SMD beads for 

common-mode interference suppression. 
With standard suppression methods in a signal path, the 

wanted signal is often suppressed along with the 

interference, and in many modern applications (EDP for 

instance) this leads to unacceptable loss of signal. 
In Ferroxcube's interference suppression beads, a pair of 

conductors within a single soft ferrite block are connected 

along their lengths by an air gap. 
Common-mode signals (interference signals passing in 

the same direction along the input and output channels of 

a device, an IC for instance) serve to reinforce the 

magnetic flux around both conductors and are therefore 

attenuated. 
In contrast, the wanted signal passing along the input and 

output channels serves to cancel the flux around the 

conductors and therefore passes unattenuated.

Fig.53  Outline of an SMD common-mode choke.

handbook, halfpage

MBW358

Fig.54 Impedance as a function of 

frequency of an SMD common 

mode bead with two conductors.

handbook, halfpage

200

0

1

MBW348

10

100

1000

40

80

120

160

f (MHz)

1 turn

Z  

    (

Ω) 

2 turns

CMS2-5.6/3/4.8-4S2

Fig.55 Impedance as a function of 

frequency of an SMD common 

mode bead with four conductors.

handbook, halfpage

200

0

1

MBW349

10

100

1000

40

80

120

160

f (MHz)

1 turn

Z  

    (

Ω) 

2 turns

inner channel

outer channel

CMS4-11/3/4.8-4S2

2013 Jul 31

49

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

W

IDEBAND

 

CHOKES

Wideband chokes are wired multi-hole beads. Since 

they have up to 2

1

⁄

2 

turns of wire their impedance values 

are rather high over a broad frequency range, hence

their name.
The magnetic circuit is closed so there is little stray field. 

The DC resistance is very low since only a short length of 

0.6 mm copper wire is used.

These products already have a long service record and are 

still popular for various applications.
The basic range has been extended with several types, 

e.g. with isolation and taped on reel.

Fig.56  Outline of wideband chokes.

handbook, full pagewidth

MSB614

Fig.57 Impedance as a function of 

frequency for a wideband choke.

handbook, halfpage

1000

0

1

MBW421

10

10

2

10

3

200

400

600

800

f (MHz)

3B1

Z  

    (

Ω) 

4B1

WBC2.5

2013 Jul 31

50

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

SMD 

WIDEBAND

 

CHOKES

SMD wideband chokes are an alternative to a SMD bead 

when more impedance or damping is required.
The design of this product is based on our well known 

range of wideband chokes.
In these products the conductor wire is wound through 

holes in a multi-hole ferrite core, thus separating them 

physically and reducing coil capacitance.
The result is a high impedance over a wide frequency 

range, a welcome feature for many interference problems. 
The present SMD design preserves the excellent 

properties and reliability of the original wideband chokes 

by keeping the number of electrical interfaces to an 

absolute minimum.
A plated version is available to increase the soldering 

surface. The metallization does not extend to the edge of 

the core to allow for side-to-side mounting.

Fig.59  Outline of an SMD wideband choke.

handbook, halfpage

MBW359

Fig.60 Impedance as a function of frequency 

for SMD wideband chokes.

handbook, halfpage

1000

0

1

MBW350

10

100

1000

200

400

600

800

f (MHz)

3B1

Z  

    (

Ω) 

4B1

WBS2.5-5/4.8/10

Fig.61 Insertion loss of a 3B1 SMD wideband choke 

as a function of frequency (50

Ω

circuit).

handbook, halfpage

0

−

25

1

MBW351

10

100

1000

−

20

−

15

−

10

−

5

f (MHz)

IL  

    (dB

) 

0 A

1 A

2 A

3 A

WBS2.5-5/4.8/10-3B1

2013 Jul 31

51

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

C

ABLE

 

SHIELDS

Also in our range are so-called cable shields. These 

products are an effective remedy against common-mode 

interference on coaxial or flat cables. They come in several 

shapes: round tubes, rectangular sleeves and split sleeves 

to mount on existing cable connections.
Our suppression material 3S4 is very suitable for this 

application. It combines a high permeability (1700) for high 

impedance in the lower frequency range with an excellent 

high frequency behaviour for true wideband suppression.

Fig.62  Outline of a cable shield.

handbook, halfpage

MBW360

Fig.63 Impedance of a cable shield 

as a function of frequency.

handbook, halfpage

250

0

1

MBW361

10

10

2

10

3

50

100

150

200

f (MHz)

Z  

    (

Ω) 

CSF38/12/25-3S4

2013 Jul 31

52

Ferroxcube

Soft Ferrites

Applications

R

ODS

 

AND

 

TUBES

Rods and tubes are generally used to increase the 

inductance of a coil. The magnetic circuit is very open and 

therefore the mechanical dimensions have more influence 

on the inductance than the ferrite's permeability

(see Fig.64) unless the rod is very slender.
In order to establish the effect of a rod on the inductance 

of a coil, the following procedure should be carried out:

•

Calculate the length to diameter ratio of the rod (l/d)

•

Find this value on the horizontal axis and draw a 

vertical line.

The intersection of this line with the curve of the material 

permeability gives the effective rod permeability.
The inductance of the coil, provided the winding covers the 

whole length of the rod is given by:

where:
N = number of turns
A = cross sectional area of rod
I = length of coil.

L

µ

0

µ

rod

N

2

A

l

----------- H

( )

=

Fig.64  Rod permeability (

µ

rod

) as a function of length to diameter ratio with material permeability as a parameter.

handbook, full pagewidth

10

3

10

2

10

2

1

10

10

2

Length / diameter ratio

µ

rod

µ

i = 10.000

5000
2000

1000

700

500

400

300

200

150

100

70

40

20

10

MBW422

2013 Jul 31

53

 

Ferroxcube

Literature and reference materials

FERROXCUBE APPLICATION LITERATURE

IEC STANDARDS ON SOFT FERRITES

For the latest application literature, refer to the website at: 

www.ferroxcube.com

60050-221 International Electrotechnical Vocabulary (IEV) - Chapter 221 : Magnetic materials and components - 

General terms

60133

Dimensions for pot cores made of magnetic oxides and associated parts (replaced by 62317-2)

60205

Calculation of the effective parameters of magnetic piece parts

60367

Cores for inductors and transformers for telecommunications (replaced by 62044)

60401

Terms and nomenclature for cores made of magnetically soft ferrites

60401-1

Part 1 : Terms used for physical irregularities

60401-2

Part 2 : Reference of dimensions

60401-3

Part 3 : Guidelines on the format of data appearing in manufacturers’ catalogues of transformer and 

inductor cores

60424-1

Ferrite cores - Guide on the limits of surface irregularities - Part 1 : General specification

60431

Dimensions of square cores (RM cores) made of magnetic oxides and associated parts (replaced by 

62317-4)

60647

Dimensions for magnetic oxide cores intended for use in power supplies (EC cores) (replaced by 

62317-11)

61185

Magnetic oxide cores (ETD cores) intended for use in power supply applications - Dimensions (replaced 

by 62317-6)

61246

Magnetic oxide cores (E cores) of rectangular cross-section and associated parts - Dimensions 

(replaced by 62317-8)

61247

PM cores made of magnetic oxides and associated parts - Dimensions (replaced by 62317-10)

61332

Soft ferrite material classification

61596

Magnetic oxide EP cores and associated parts for use in inductors and transformers - Dimensions 

(replaced by 62317-5)

61604

Dimensions of uncoated ring cores of magnetic oxides (replaced by 62317-12)

61631

Test method for the mechanical strength of cores made of magnetic oxides

61760-1

Surface mounting technology - Part 1 : Standard method for the specification of surface mounting 

components (SMDs)

61860

Dimensions of low-profile cores made of magnetic oxides (replaced by 62313)

62024-1

High frequency inductive components - Electrical characteristics and measuring methods - Part 1 : 

Nanohenry range chip inductor

62025-1

High frequency inductive components - Non-electrical characteristics and measuring methods - Part 1 : 

Fixed surface mount inductors for use in electronic and telecommunication equipment

62044

Cores made of soft magnetic materials - Measuring methods

62044-1

Part 1 : Generic specification

62044-2

Part 2 : Magnetic properties at low excitation level

62044-3

Part 3 : Magnetic properties at high excitation level

62211

Inductive components - Reliability management

62313

Ferrite cores - Shapes and dimensions for planar magnetics applications (replaced by 62317-9)

2013 Jul 31

54

 

Ferroxcube

Literature and reference materials

62317

Ferrite cores - Dimensions

62317-1

Part 1 : General specification

62317-2

Part 2 : Pot cores

62317-3

Part 3: Half pot cores

62317-4

Part 4: RM cores

62317-5

Part 5: EP cores

62317-6

Part 6: ETD cores

62317-7

Part 7: EER cores

62317-8

Part 8: E cores

62317-9

Part 9: Planar cores

62317-10

Part 10: PM cores

62317-11

Part 11: EC cores

62317-12

Part 12 : Uncoated ring cores

62317-13

Part 13 : PQ cores

62317-14

Part 14 : EFD cores

62323

Dimensions of half pot cores made of ferrite for inductive proximity switches (replaced by 62317-3)

62333

Noise suppression sheet for digital devices and equipment

62333-1

Part 1 : Definitions and general properties

62333-2

Part 2 : Measuring methods

62358

Ferrite cores - Standard inductance factor (AL) and its tolerance

62398

Technology approval schedule for ferrite cores (IECQ / CECC QC210018)

RELATED IEC STANDARDS

60068

Environmental testing

60068-2-20 Test T : Soldering
60068-2-58 Test Td : Test methods for solderability, resistance to dissolution of metallization and to

soldering heat of surface mounting devices (SMD)

60085

Method for determining the thermal classification of electrical insulation

60286

Packaging of components for automatic handling

60286-1

Part 1 : Tape packaging of components with axial leads on continuous tapes

60286-2

Part 2 : Tape packaging of components with unidirectional leads on continuous tapes

60286-3

Part 3 : Packaging of leadless components on continuous tapes

2013 Jul 31

55

 

Ferroxcube

Literature and reference materials

REFERENCE BOOKS ON MAGNETIC COMPONENT DESIGN

1.

Soft Ferrites, Properties and Applications

2nd Edition, E.C. Snelling, Butterworths Publishing, 80 Montvale 

Ave., Stoneham, MA 02180 Tel: (617) 928-2500

2.

Ferrites for Inductors and Transformers

C. Snelling & A. Giles, Research Studies Press, distributed by J. 

Wiley & Sons, 605 Third Ave., New York, NY 10016

3.

Transformer and Inductor Design Handbook

C. McLyman, Marcel Deckker, 207 Madison Ave., New York, 

NY10016

4.

Magnetic Core Selection for Transformers 

and Inductors

C. McLyman, Marcel Deckker, 207 Madison Ave., New York, 

Ny10016

5.

Handbook of Transformer Applications

W. Flanigan, McGraw Hill Publishing Co., 1221 Ave. of Americas, 

New York, NY 10020

6.

Transformers for Electronic Circuits

N. Grossner, McGraw Hill Publishing Co., 1221 Ave. of Americas, 

New York NY 10020

7.

Magnetic Components-Design and 

Applications

S. Smith Van Nostrand Reinhold Co., 135 West 50th St., New 

York, NY 10020

8.

Design Shortcuts and Procedures for 

Electronic Power Transformers and 

Inductors

Ordean Kiltie, O. Kiltie & Co. 2445 Fairfield, Ft. Wayne, IN 46807

9.

Switching and Linear Power Supply, Power 

Converter Design

A. Pressman, Hayden Book Co. Inc., 50 Essex St., Rochelle Park., 

NY 07662

10. High Frequency Switching Power Supplies

G. Chrysiss, McGraw Hill Publishing Co, 1221 Ave. of Americas, 

NY

11. Design of Solid State Power Supplies

3rd Edition, E. Hnatek, Van Nostrand Reinhold Co., New York, NW 

10020

12. Power Devices and Their Applications

Edited by: Dr. F. Lee & Dr. D. Chen, VPEC, Vol. III, 1990. Tel: (703) 

231-4536

13. Application of Magnetism

J.K. Watson, John Wiley & Sons, Inc. 605 Third Ave., New York, 

NY 10016

14. Applied Electromagnetics

M.A. Plonus, McGraw Hill Publishing Co., 1221 Ave. of Americas, 

New York, NY 10020

15. Transmission Line Transformers

J. Sevick, American Radio Relay League, 225 Main Street, 

Newington, CT 06111

2013 Jul 31

56

Ferroxcube

Soft Ferrites

2013 Jul 31

57

Ferroxcube

Soft Ferrites

Ferrite materials survey

CBW629

2013 Jul 31

58

Ferroxcube

Soft Ferrites

Ferrite materials survey

Ferrite material survey

Properties specified in this section are related to room temperature (25

°

C) unless otherwise stated. 

They have been measured on sintered, non ground ring cores of dimensions 

∅

25

× ∅

15

×

10 mm which are not subjected to 

external stresses. Products generally comply with the material specification. However, deviations may occur due to shape, 
size and grinding operations etc. Specified product properties are given in the data sheets or product drawings.

MAIN 

APPLICATION 

AREA

FREQUENCY

RANGE

(MHZ)

MATERIAL 

µ

i

at 25

°

C

B

sat

 (mT)

at 25

°

C 

(1200 A/m

)

T

C

(

°

C)

ρ

(

Ω

m)

FERRITE 

TYPE

AVAILABLE

CORE SHAPES

Telecom filters

Proximity sensors

3B46

3800

≈ 

545

≥ 

255

≈ 

10

MnZn

RM, P, PT, PTS, EP, 

E, Planar ER, RM/I, 

RM/ILP, PH

< 0.1

3B7

2300

≈ 

440

≥ 

170

≈ 

1

MnZn

0.2 

−

 2

3D3

750

≈ 

380

≥ 

200

≈ 

2

MnZn

< 0.2

3H3

2000

≈ 

360

≥ 

160

≈ 

2

MnZn

Wideband signal 

transformers

Pulse transformers

Delay lines

3E27

6000

≈ 

430

≥ 

150

≈ 

0.5

MnZn

RM, P, PT, PTS, EP, 

EP/LP, EPX, E, 

Planar ER, RM/I, 

RM/ILP, Toroids

3E28

4000

≈ 

440

≥ 

145

≈ 

1

MnZn

3E5

10000

≈ 

380

≥ 

125

≈ 

0.5

MnZn

3E55

10000

≈ 

370

≥ 

100

≈ 

0.1

MnZn

3E6

12000

≈ 

390

≥ 

130

≈ 

0.1

MnZn

3E7

15000

≈ 

390

≥ 

130

≈ 

0.1

MnZn

Toroids

3E8

18000

≈ 

380

≥ 

100

≈ 

0.1

MnZn

3E9

20000

≈ 

380

≥ 

100

≈ 

0.1

MnZn

Line output 

transformers (LOT)

< 0.2

3C30

2100

≈ 

500

≥ 

240

≈ 

2

MnZn

UR

< 0.3

3C34

2100

≈ 

500

≥ 

240

≈ 

5

MnZn

Power transformers

Power inductors

General purpose 

transformers and 

inductors

< 0.2

3C81

2700

≈ 

450

≥ 

210

≈ 

1

MnZn

E, EI, Planar E, EC, 

EFD, EP, ETD, ER, 

Planar ER, U, RM/I, 

RM/ILP, P, P/I, PT, 

PTS, PM, PQ, 

Toroids (gapped), 

Bobbin cores

< 0.2

3C90

2300

≈ 

470

≥ 

220

≈ 

5

MnZn

< 0.3

3C91

3000

≈ 

470

≥ 

220

≈ 

5

MnZn

< 0.2

3C92

1500

≈ 

520

≥ 

280

≈ 

5

MnZn

< 0.3

3C93

1800

≈ 

500

≥ 

240

≈ 

5

MnZn

< 0.3

3C94

2300

≈ 

470

≥ 

220

≈ 

5

MnZn

< 0.3

3C95

3000

≈ 

530

≥ 

215

≈ 

5

MnZn

< 0.4

3C96

2000

≈ 

500

≥ 

240

≈ 

5

MnZn

0.2 

−

 0.5

3F3

2000

≈ 

440

≥ 

200

≈ 

2

MnZn

0.5 

−

 1

3F35

1400

≈ 

500

≥ 

240

≈ 

10

MnZn

1 

−

 2

3F4

900

≈ 

410

≥ 

220

≈ 

10

MnZn

1 

−

 2

3F45

900

≈ 

420

≥ 

300

≈ 

10

MnZn

2 

−

 4

3F5

650

≈ 

380

≥ 

300

≈ 

10

MnZn

4 

−

 10

4F1

80

≈ 

320

(1)

≥ 

260

≈ 

10

5

NiZn

Wideband 

EMI-suppression

Wideband 

transformers

Balun transformers

10 

−

 100

3B1

900

≈ 

380

≥ 

150

≈ 

0.2

MnZn

BD, BDW, BDS, 

MLS, CMS, Cable 

shields, Rods, 

Toroids, WBS, 

WBC

1 

−

 30

3S1

4000

≈ 

400

≥ 

125

≈ 

1

MnZn

30 

−

 1000

3S3

350

≈ 

320

≥ 

225

≈ 

10

4

MnZn

10 

−

 300

3S4

1700

≈ 

320

≥ 

110

≈ 

10

3

MnZn

1 

−

 30

3S5

3800

≈ 

545

≥ 

255

≈ 

10

MnZn

30 

−

 1000

4A11

850

≈ 

340

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

10 

−

 300

4A15

1200

≈ 

350

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

10 

−

 300

4A20

2000

≈ 

260

≥ 

100

≈ 

10

5

NiZn

30 

−

 1000

4B1

250

≈ 

360

(1)

≥ 

250

≈ 

10

5

NiZn

50 

−

 1000

4C65

125

≈ 

380

(1)

≥ 

350

≈ 

10

5

NiZn

30 

−

 1000

4S2

850

≈ 

340

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

30 

−

 1000

4S3

250

≈ 

360

(1)

≥ 

250

≈ 

10

5

NiZn

2013 Jul 31

59

Ferroxcube

Soft Ferrites

Ferrite materials survey

1. At 3000 A/m

2. At 10 kA/m

3. At 20 kA/m

Iron powder material grade survey

Typical mechanical and thermal properties

EMI-filters

Current 

compensated 

chokes

3C11

4300

≈ 

390

≥

 125

≈ 

1

MnZn

Toroids

E, EI, U

3E25

6000

≈ 

390

≥ 

125

≈ 

0.5

MnZn

3E26

7000

≈ 

430

≥ 

155

≈ 

0.5

MnZn

3E5

10000

≈ 

380

≥ 

125

≈ 

0.5

MnZn

3E6

12000

≈ 

390

≥ 

130

≈ 

0.1

MnZn

4A11

850

≈ 

340

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

HF Tuning

< 1

3B1

900

≈ 

380

≥ 

150

≈ 

0.2

MnZn

Rods, Tubes, 

Wideband chokes

< 2

3D3

750

≈ 

380

≥ 

200

≈ 

2

MnZn

< 5

4B1

250

≈ 

360

(1)

≥ 

250

≈ 

10

5

NiZn

< 5

4B2

250

≈ 

360

(1)

≥ 

335

≈ 

10

5

NiZn

< 20

4C65

125

≈ 

380

(1)

≥ 

350

≈ 

10

5

NiZn

< 50

4D2

60

≈ 

250

(2)

≥ 

400

≈ 

10

5

NiZn

< 200

4E1

15

≈ 

220

(3)

≥ 

500

≈ 

10

5

NiZn

magnetic regulators < 0.2

3R1

800

≈ 

410

≥ 

230

≈ 

10

3

MnZn

Toroids

absorber tiles

< 1000

4S60

2000

≈ 

260

≥ 

100

≈ 

10

5

NiZn

Tiles

scientific particle 

accelerators

< 10

4B3

300

≈ 

420

(1)

≥ 

250

≈ 

10

5

NiZn

Large toroids

Machined ferrite 

products

< 100

4E2

25

≈ 

350

(2)

≥ 

400

≈ 

10

5

NiZn

< 10

4M2

140

≈ 

310

(1)

≥ 

200

≈ 

10

5

NiZn

< 1

8C11

1200

≈ 

310

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

< 10

8C12

900

≈ 

260

≥ 

125

≈ 

10

5

NiZn

IRON 

POWDER 

MATERIAL

µ

i

at 25

°

C

B

sat

 (mT) 

at 25

°

C 

(3 000 A/m)

MAXIMUM OPERATING 

TEMPERATURE

(

°

C)

MAIN 

APPLICATION 

AREA

AVAILABLE 

CORE SHAPES

2P40

40

950

140

EMI-suppression

Output inductors

Toroids

2P50

50

1000

140

2P65

65

1150

140

2P80

80

1400

140

2P90

90

1600

140

PROPERTY

MnZn FERRITE

NiZn FERRITE

UNIT

Young’s modules

(90 to 150)

×

10

3

(80 to 150)

×

10

3

N/mm

2

Ultimate compressive strength

200 to 600

200 to 700

N/mm

2

Ultimate tensile strength

20 to 65

30 to 60

N/mm

2

Vickers hardness

600 to 700

800 to 900

N/mm

2

Linear expansion coefficient

(10 to 12)

×

10

−

6

(7 to 8)

×

10

−

6

K

−

1

Specific heat

700 to 800

750

Jkg

−

1

×

K

−

1

Heat conductivity

(3.5 to 5.0)

×

10

−

3

(3.5 to 5.0)

×

10

−

3

Jmm

−

1

s

−

1

×

K

−

1

MAIN 

APPLICATION 

AREA

FREQUENCY

RANGE

(MHZ)

MATERIAL 

µ

i

at 25

°

C

B

sat

 (mT)

at 25

°

C 

(1200 A/m

)

T

C

(

°

C)

ρ

(

Ω

m)

FERRITE 

TYPE

AVAILABLE

CORE SHAPES

2013 Jul 31

60

Ferroxcube

Soft Ferrites

Ferrite materials survey

R

ESISTIVITY

Ferrite is a semiconductor with a DC resistivity in the 

crystallites of the order of 10

-3

Ω

m for a MnZn type ferrite, 

and about 30

Ω

m for a NiZn ferrite.

Since there is an isolating layer between the crystals, the 

bulk resistivity is much higher: 0.1 to 10 

Ω

m for MnZn 

ferrites and 10

4

to 10

6

Ω

m for NiZn and MgZn ferrites.

This resistivity depends on temperature and measuring 

frequency, which is clearly demonstrated in 

Tables 1 and 2 which show resistivity as a function of 

temperature for different materials.

Table 1

Resistivity as a function of temperature of a 

MnZn-ferrite (3C94)

Table 2

Resistivity as a function of temperature of a 

NiZn-ferrite (4C65)

At higher frequencies the crystal boundaries are more or 

less short-circuited by heir capacitance and the measured 

resistivity decreases, as shown in Tables 3 and 4.

Table 3

Resistivity as function of frequency for 

MnZn ferrites

Table 4

Resistivity as function of frequency for 

NiZn ferrites

P

ERMITTIVITY

 

The basic permittivity of all ferrites is of the order of 10. 

This is valid for MnZn and NiZn materials. The isolating 

material on the grain boundaries also has a permittivity of 

approximately 10. However, if the bulk permittivity of a 

ferrite is measured, very different values of apparent 

permittivity result. This is caused by the conductivity inside 

the crystallites. The complicated network of more or less 

leaky capacitors also shows a strong frequency 

dependence.
Tables 5 and 6 show the relationship between permittivity 

and frequency for both MnZn and NiZn ferrites.

Table 5

Permittivity as a function of frequency for 

MnZn ferrites

Table 6

Permittivity as a function of frequency for 

NiZn ferrites

TEMPERATURE

(

°

C)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

−

20

≈

10

0

≈

7

20

≈

4

50

≈

2

100

≈

1

TEMPERATURE

(

°

C)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0

≈

5.10

7

20

≈

10

7

60

≈

10

6

100

≈

10

5

FREQUENCY

(MHz)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0.1

≈

2

1

≈

0.5

10

≈

0.1

100

≈

0.01

FREQUENCY

(MHz)

RESISTIVITY

(

Ω

m)

0.1

≈

10

5

1

≈

5.10

4

10

≈

10

4

100

≈

10

3

FREQUENCY

(MHz)

PERMITTIVITY

(

ε

r

)

0.1

≈

2.10

5

1

≈

10

5

10

≈

5.10

4

100

≈

10

4

FREQUENCY

(MHz)

PERMITTIVITY

(

ε

r

)

0.001

≈

100

0.01

≈

50

1

≈

25

10

≈

15

100

≈

12

2013 Jul 31

61

Ferroxcube

Material specification

2P..

2P.. SPECIFICATIONS

Material grade specification - 2P40

Material grade specification - 2P50

Material grade specification - 2P65

Material grade specification - 2P80

Material grade specification - 2P90

These iron powder materials are mainly used for low 

frequency power inductors and output chokes.

SYMBOL

CONDITIONS

VALUE

UNIT

µ

i

25

°

C; 

≤

10 kHz; 

0.25 mT

40

±

10%

tan

δ/µ

i

25

°

C; 100 kHz; 

0.25 mT

≤

1500

×

10

−

6

B

r

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

250

mT

H

C

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

2000

A/m

B

H = 25

×

10

3

A/m

≈ 

950

mT

α

F

25 to 55

°

C

≈ 

10

×

10

−

6

K

−

1

T

max

160

°

C

SYMBOL

CONDITIONS

VALUE

UNIT

µ

i

25

°

C; 

≤

10 kHz; 

0.25 mT

50

±

10%

tan

δ/µ

i

25

°

C; 100 kHz; 

0.25 mT

≈ 

1500

×

10

−

6

B

r

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

300

mT

H

C

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

1800

A/m

B

H = 25

×

10

3

A/m

≈ 

1000

mT

α

F

25 to 55

°

C

≈ 

20

×

10

−

6

K

−

1

T

max

140

°

C

SYMBOL

CONDITIONS

VALUE

UNIT

µ

i

25

°

C; 

≤

10 kHz; 

0.25 mT

65

±

10%

tan

δ/µ

i

25

°

C; 100 kHz; 

0.25 mT

≈ 

1000

×

10

−

6

B

r

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

350

mT

H

C

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

1500

A/m

B

H = 25

×

10

3

A/m

≈ 

1150

mT

α

F

25 to 55

°

C

≈ 

15

×

10

−

6

K

−

1

T

max

140

°

C

SYMBOL

CONDITIONS

VALUE

UNIT

µ

i

25

°

C; 

≤

10 kHz; 

0.25 mT

80

±

10%

tan

δ/µ

i

25

°

C; 100 kHz; 

0.25 mT

≈ 

1000

×

10

−

6

B

r

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

400

mT

H

C

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

1200

A/m

B

H = 25

×

10

3

A/m

≈ 

1400

mT

α

F

25 to 55

°

C

≈ 

15

×

10

−

6

K

−

1

T

max

140

°

C

SYMBOL

CONDITIONS

VALUE

UNIT

µ

i

25

°

C; 

≤

10 kHz; 

0.25 mT

90

±

10%

tan

δ/µ

i

25

°

C; 100 kHz; 

0.25 mT

≈ 

1000

×

10

−

6

B

r

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

450

mT

H

C

from 25

×

10

3

A/m

≈ 

900

A/m

B

H = 25

×

10

3

A/m

≈ 

1600

mT

α

F

25 to 55

°

C

≈ 

15

×

10

−

6

K

−

1

T

max

140

°

C

Fig.1 Initial permeability as a 

function of frequency.

handbook, halfpage

MBW210

10

1

10

10

3

f  (MHz)

µ

  i

10

2

10

1

10

2

2P..

1

2P90

2P80

2P65
2P50

2P40

2013 Jul 31

62